Powered by:  Fairchild International Rectifier On-Semiconductors Maxim-Dallas Texas Instruments Microchip

SSTC

BJT flyback, MOSFET flyback, MOSFET polomost I, II, audiomodulace, IGBT


      Další možností je vf generátor z polovodičových součástek. Obvykle se používá můstkové zapojení s výkonovými tranzistory MOSFET. Polovodiče jsou ovšem dosti choulostivé součástky na přepětí a proudové rázy. Navíc při velikých spínacích frekvencích teče do gejtů poměrně značný kapacitní proud (kapacity řídicí elektrody se u obvyklých výkonových FETů pohybují od 2 do 10 nF), což vyžaduje kvalitní řídicí obvody. Ty se vyrábějí v integrované podobě, ale bohužel v ČR nejsou běžně k dostání. Občas si při shánění součástek v pražských obchodech připadám jak někde v Africe ;-). U nás na fakultě nám v rámci předmětu teorie elektromagnetického pole 1 předváděli malý teslův transformátor s jednotranzistorovým samokmitajícím budičem. Díky prof. Pankrácovi jsem si mohl obkreslit schéma:

ČVUT jednoT budič

SU169 je vysokonapěťový spínací tranzistor z rozkladu ČBTV. Jeho mezní hodnoty jsou UCB0 = 1000 V, UCE0 = 400 V, IC = 10 A, UEB0 = 8 V, Ptot = 100 W, h21E >= 15. Diody tam byly teslácké s bílým pruhem, vyhoví jakékoliv na 1000V / 1A, lépe nějaké rychlejší. Fungovalo mi to na první zapojení. Při 35 VDC to odebíralo asi 1,5 A a sršely asi 2 cm jiskry, které měly tichý syčivý zvuk podobně jako vn z TV. Když jsem zvýšil napětí, sršení se na okamžik zintenzivnilo, ale po pár vteřinách začalo slábnout a pak v tranzistoru luplo a byl konec. Zkoušel jsem použít i jiné tranzistory jako třeba SU161, BU208, ale všechny dopadly stejně (v koši). Většinou průraz B-E a přerušení B-C. Bohužel mám jen starý osciloskop Křižík, kterým nemohu sledovat krátké napěťové špičky, které by mohly za smrt tranzistorů. Zde je pár fotek mého budiče přestavěného z vrabčího hnízda na plošný spoj.

SSTC driver front SSTC driver front-left SSTC driver back

A tady pár fotek jak to funguje:

SSTC jiskry SSTC doutnavka SSTC variator SSTC kompaktni zarivka SSTC trubicova zarivka


MOSFET flyback

      26.9.2002 Dlouho jsem přemýšlel jak využít MOSFET tranzistory na buzení teslova transformátoru. Můstková zapojení jsou poměrně složitá protože buzení vysokokapacitnách gatů FETů je při megahertzích 'mírně' problematické. Napadlo mě použít FET ve zpětnovazebním oscilátoru jako náhradu elektronky. V šuplíku jsem našel IRF640 (200 V; 18 A; 125 W; 0,18 Ω), napětí ze zpětnovazebního vinutí jsem omezil dvěma zenerkami KZZ75 (vím, není to asi nejlepší způsob). Zapojení jsem napájel z regulačního transformátoru, jednopulsně usměrněné a vyhlazené kapacitou 100 µF. Pro rozkmitání je třeba na okamžik připojit gate přes velký odpor na kladné napětí. Pak jsem odpor připojil na zem, aby pokud obvod přestane kmitat, FET nezůstal otevřený a neupekl se. To bude ještě třeba dořešit. Při napájení ze 70 VDC vyhlazených byl výkon asi jako u budiče s SU169 (na velkém TC). Pak jsem přepojil na regulák a šel až asi do 120 VAC, jednopulsně usměrněných. Takto jsem získal výkon asi jako s lampovým budičem s PL504 a přitom to bylo uchladitelné. Při vyšším napětí už FET nevydržel a prorazil se. Dále plánuju paralelní zapojení asi čtyř IRF740 nebo IRF840 a napájení přímo z usměrněné sítě, čímž by se velmi zjednodušilo napájení zařízení.

FETTC scheme

500VA variac FETTC workplace FETTC sparks


MOSFET polomost I

      14.5.2003 Poté, co v MOSFETovém flybacku odešel IRF640, jsem se jej pokusil nahradit paralelní kombinací IRF740 a jinými FETy, ale zapojení se mi za žádnou cenu nepodařilo rozkmitat (a to ani s novým IRF640). Překontroloval jsem a povyměňoval co se dalo, ale zapojení se už nikdy nerozjelo jako tenkrát.
      Přes Internet se mi podařilo získat 2 integrované obvody MAX5048 specielně určené pro rychlé řízení výkonových MOSFETů. Vzhledem k prťavému SMD pouzdru je až neuvěřitelné, že jsou schopny špičkově dodávat až 7,2 A do gate. Zkusil jsem jen tak budit obyčejný 5 nF kondenzátor. I na 1 MHz byl průběh ještě ucházející, ale obvod i kondenzátor se už pěkně hřály. S pomocí těchto obvodů jsem se mohl konečně pustit do stavby MOSFETového polomostu. Polomost je vlastně elektronický přepínač, který střídavě připojuje zátěž na +Ucc nebo na zem. Výhodou proti flybacku je vyšší účinnost a hlavně omezení napětí Uds na max. Ucc. Nevýhodou je pak zas nebezpečí vedení obou FETů součastně (crossconduction), což vede k jejich rychlé smrti.

half-bridge principle

      První problém, který bylo třeba vyřešit, je buzení horního FETu můstku. Jeho gate i source plave na vysokých napětích a není tak možné připojit MAXe přímo. Proto jsem se rozhodl použít oddělovací transformátor, tzv. GDT - Gate Driver Transformer. GDT klade vysoké nároky na kvalitu jádra (malé ztráty při magnetování vf mag. polem), umožňuje přenášet jen omezené kmitočtové pásmo (což v našem případě nevadí, protože TC pracuje na dost úzkém pásmu kmitočtů) a stejnosměrná složka na výstupu závisí na střídě (my budem potřebovat pevnou střídu 50%). Také je důležité vinout trifilárně, aby byl maximální činitel vazby. Jinak to má ale spoustu výhod:
1) galvanické oddělení jednotlivých vinutí (zároveň chrání řídicí obvod před zničením)
2) snadné otočení fáze o 180° prohozením vývodů vinutí
3) lze navinout teoreticky libovolný počet vinutí (jeden GDT pro plný můstek)
4) možnost volby jiného transformačního poměru než jen 1:1
5) při vypnutém buzení jsou gate obou FETů automaticky zkratovány a FETy uzavřeny
6) při 50% střídě vynulování SS složky a získání symetrického napětí kolem nuly (lepší odolnost proti rušení, omezení příčného proudu při přepínání můstku).
Bližší informace jak správně navinout dobrý GDT se dočtete zde.
      Nyní vysvětlím proč že jsou potřebné tak veliké proudy na řízení výkonových MOSFETů. FET znamená Field Effected Transistor - tranzistor řízený (elektrickým) polem. To navozuje dojem, že není třeba žádných proudů a tedy žádné energie, ale omyl, zadarmo ani kuře nehrabe. Z principu má každý MOSFET konstrukční kapacitu mezi gatem a sourcem i gatem a drainem. U výkonových MOSFETů není tato kapacita zrovna malá. U IRF640 je to kolem 2,5 nF. Při každém sepnutí/rozepnutí je třeba tuto kapacitu nabít/vybít ze zdroje řídicího napětí. Spínáme-li FET občas, nebo pomalu, nemusí nás to vůbec trápit. V mojem případě však potřebuju můstek překlápět s frekvencí 1,2 MHz, tedy s periodou 0,8 µs. Pro udržení rozumných ztrát však FET musí sepnout nejmíň 10x rychleji. To vyžaduje, aby budicí zdroj s vnitřním odporem R nabil gate za 0,08 µs na alespoň 10 V, takže vnitřní odpor R musí být zhruba R = tau / Cg = 30 Ω. V okamžiku sepnutí, kdy je gate vybit, proteče přes 30 Ω z 15 V zdroje 0,5 A. Střední hodnota proudu je samozřejmě nižší. Pro rychlejší sepnutí je tedy potřeba menší vnitřní odpor budiče a schopnost dodat větší špičkové proudy. V součastné době výrobci nabízí obvody dosahující až 12 A a spínací časy kolem 40 ns. Kapacita gate-drain je znatelně menší, ale o to zákeřnější. Způsobuje totiž tzv. Millerův efekt - přenos napětí z výstupu na vstup. Pokud např. dolní FET rychle rozepne, napětí na jeho drainu vyletí na +Ucc, z drainu se přes zmiňovanou kapacitu přenese impuls do gate, což může způsobit opětovné sepnutí FETu, nebo dokonce jeho proražení (max. Ugs je u většiny výkonových FETů ±20 V). Proto je potřeba, aby měl budicí zdroj malý výstupní odpor, který by minimalizoval vliv zpětného přenosu. Přesto je ale dobrým zvykem dát mezi gate a source nějaký omezovač, např. 2 antisériově zapojené zenerky, které případný impuls oříznou a zabrání průrazu G-S.

disabling MOSFET body diode Další problém je, jak se zbavit MOSFET body diode - to je dioda "zapojená" mezi drain a source (u N-kanálu anodou na source, u P-kanálu katodou na source; na schematické značce se většinou nekreslí). Tato dioda, kterou nás výrobce "obšťastnil" je daná výrobní technologií a nelze se jí jentak zbavit. Pro pomalé aplikace nám přijde vhod, ale při rychlejším spínání naopak tropí neplechu. Její zotavovací doba trr je totiž ukrutně dlouhá oproti spínací době samotného FETu. Např. u IRF640 je trr = 170 ns a vypínací doba (tfall+toffdly) 30 ns. Vykuchat ji z FETu nemůžeme, ale její vliv lze jednoduše eliminovat tím, že jí nedovolíme se otevřít. (Při rozpínání induktivní zátěže vždy teče nějaký proud zpět do zdroje a my mu musíme zajistit snadnou cestu, jinak by nám MOSFETy prorazil). Za tímto účelem se připojí paralelně rychlá Schottkyho dioda s nižším úbytkem Uak, která se otevře dřív. Ovšem Schottkyho diody bývají obvykle na malé napětí, takže se to řeší vřazením další obyčejné diody do série s FETem (čímž se zvětší celkový úbytek) a přes tuto kombinaci se paralelně zapojí rychlá dioda jak je vidět na obrázku vlevo. Pokud bychom vliv body diode neeliminovali, zůstala by vlivem dlouhé trr otevřena i po vypnutí FETu a jakmile by sepnul druhý FET, začal by protékat příčný proud, který by FETy (při tvrdém napájecím zdroji) doslova odstřelil. Teorii SSTC má podrobně rozpitvanou na svých stránkách Richie Burnett, doporučuji přečíst.

half-bridge scheme with MAX5048 driver

      Zde jsem použil pro buzení dva MAX5048, které pracují proti sobě. Díky tomu na sekundárech získám rozkmit ±12V při převodním poměru 1:1. Mohl bych sice použít jeden budič a transformační poměr 1:2, ale tím by se mi zvětšila 4x výstupní impedance (impedance se transformují s kvadrátem poměru závitů). Primár je od budičů oddělen kondenzátorem. Není to sice nezbytně nutné, protože při použití 2 budičů a střídě 50% je SS složka nulová, ale při výpadku řídicího signálu zůstane jeden budič ve stavu H a druhý ve stavu L a procházející proud by je zničil. I tak je vhodné jim do napájení vřadit pojistku, aby je ochránila při náhodné práci do zkratu. Obvod 75451 slouží jednak jako převodník úrovní TTL->CMOS, jednak jako obvod "deadtime control". Jeho účelem je zamezit překryvu signálů vložením malé pauzy, kdy jsou oba signály ve stavu L a oba FETy vypnuty. Pomocí trimru lze nakroutit pauzu pár desítek ns. V praxi se však při připojení FETů vliv nijak neuplatnil, tak nevím. Možná by stačilo jen využít invertující a neinvertující vstup MAXe.
      Pro synchronizaci s TC jsem použil PLL obvod 74HCT4046. Ten je nastaven (pomocí R1, R2, C1) tak, aby bez vstupního signálu generoval frekvenci kolem 1,2 MHz. TC se částečně vybudí a naindukuje trochu vf napětí do anténky PLL. Ten se na tuto frekvenci chytí a uzavře se smyčka fázového závěsu (při přeladění TC PLL automaticky sleduje změnu). Vstup PLL je před příliš vysokým napětím chráněn dvěma clampovacími diodami. Jako anténka mi postačil drátek pár centimetrů nebo připojení na jeden vývod feedback vinutí přes odpor.

PLL schematic

      Zde je pár oscilogramů znázorňujících průběhy napětí v důležitých bodech. Použil jsem k tomu dvoukanálový osciloskop Grundig MO 52, jehož jsem nyní šťastným majitelem (měřit tohle na starém Křižíkovi by opravdu nešlo :-). Časová základna je všude 0,2 us / cm.

Ug1, Ug2 Uout, Icross Uout, Uin Uout, Ipri
Ug1, Ug2 Uout, Icross Uout, Uin Uout, Ipri

Na prvním je průběh řídicího napětí na gatech. Není to žádná krása, ale navrhovat řídicí obvod na 1,2 MHz je docela nightmare. Zde jsem zatím testoval pomocí generátoru, který nemá střídu 50%. Na druhém je výstupní napětí můstku (které vypadá překvapivě dobře) a proud odebíraný ze zdroje naprázdno. Jak je vidět, při překlápění nějaký proud teče... Na třetím je výstupní napětí a vstupní řídicí napětí zachycené anténkou. Na čtvrtém pak proud tekoucí do primáru TC a napětí na výstupu můstku. Jsou zde také patrné zákmity od dlouhých přívodních drátů.
      Zatím jsem testoval při napájení ze zdroje 70 VDC, délka jiskry asi 3 - 4 cm. Jiskry však byly velmi horké až mi utavily jehlu.

winding trifilar GDT FET half-bridge workplace FET half-bridge spark


MOSFET polomost II

      23.5.2003 Tak se mi svojí "šikovností" podařilo celý budič odprásknout :-(. V tom zmatku kabelů vedoucích ze zdroje jsem omylem prohodil napájejí 12 V na 35 V. Tantalové blokovací SMD kondenzátory se mi doslova obtiskly na stůl a MAXy to samozřejmě schytaly taky.
      Při hledání na Internetu jsem však našel ještě výkonnější MOSFET driver - Texas Instrument UCC27322, který zvládá špičkový proud do gate 9 A. Za to vděčí mj. unikátní technologii kombinace bipolárníh a MOS tranzistorů v koncovém stupni. MOS je rychlejší a bipolár má zase nižší úbytek Uce v sepnutém stavu a tím se zmenší ztráty. Rozhodl jsem se tedy navrhnout zapojení i PCB kompletně od začátku. Nejprve jsem udělal malé porovnání posledního zbylého MAXe s UCC27322 při buzení 10nF kondenzátoru na 1 MHz. Oscilogramy ukazují podstatně rychlejší dobu náběhu u UCC27322 (časová základna 0,2 µs / cm). Obvod jsem měl postavený jen tak na nepájku, takže se projevily delší spoje vznikem zákmitů. Na PCB by to mělo být lepší.

UCC27322 SMD package on my finger UCC27322 SMD package bottom MAX5048 loading 10nF at 1MHz UCC27322 loading 10nF at 1MHz
SMD pouzdro heatspreader MAX5048-10nF UCC27332-10nF

Zajímavostí obvodu UCC27322 je kovová ploška na spodku jeho pouzdra. Přímo na ní je křemíkový čip obvodu a díky tomu je umožněno účinné odvádění tepla. Obvod má (při dostatečné chladicí ploše) povolenou ztrátu 1,3 W (oproti 0,5 W u pouzdra DIP-8)! Při návrhu nového PCB jsem se tedy snažil udělat co největší měděnou chladicí plochu, co nejširší a nejkratší silové a napájecí přívody. Kde se jen dalo, jsem zapájel blokovací tantalové a keramické SMD kondenzátory. Protože budiče na 1,2 MHz opravdu topí, posílil jsem chlazení ještě dvěma vinglíky z měděného plechu připájené na chladicí plochu kolem integrovaných obvodů.
      Také jsem převinul GDT trifilárně 3 x 16 závitů na nové kvalitní feritové jádro Amidon FT 82-43 (d1 = 21 mm, d2 = 13 mm, h = 6,4 mm, Bmax = 0,275 T, µr = 850 - 3000 do 30 MHz) z GES Electonic za asi 90 Kč. (Na fotce PamifdCB je osazen ještě starý GDT).

PCB bottom PCB top winding new GDT

      A zde je schéma zapojení:
half-bridge scheme with UCC27322 driver

      Funkce obvodu je velmi podobná předchozímu zapojení. Akorát jsem trochu vylepšil obvod deadtime control, kde jsou nyní 4 schmitt-invertory, které jednak samy zajišťují minimální deadtime díky svému zpoždění, jednak rovnají zintegrovanou hranu obdélníka za RC článkem na vstupu NOR hradla (které nemá shmittovy vstupy). Při příchodu signálu CLK v úrovni H se signál rozdělí. Jedna složka jde přímo na vstup NOR hradla, druhá složka je nejprve zpožděna a pak zavedena na druhý vstup NOR hradla. Na výstupu NOR se objeví okamžitě úroveň L, protože stačí, aby byl aktivní jen jeden ze vstupních signálů (viz funkční tabulka). Po překlopení signálu CLK do L, je ještě určitou dobu druhý vstup na úrovni H vlivem zpoždění a na výstupu je stále úroveň L. Pak se teprve překlopí na H. Dobu zpoždění lze nastavit trimrem v rozmezí asi 30 - 80 ns. Díky tomu trvá výstupní stav L déle než stav H. Stejně je tomu u invertovaného signálu CLK pro druhý budič. Tím je dosaženo určitých prodlev mezi překlopením jednotlivých signálů a nemůže tak dojít k překryvu.

 A   B   non A   OR   NOR   AND   NAND 
0 0 1 0 1 0 1
0 1 1 1 0 0 1
1 0 0 1 0 0 1
1 1 0 1 0 1 0

Uout UCC27322 Uout GDT Uout GDT-FETs Uout, Iout
Uout UCC27322 Uout GDT Uout GDT-FETs Uout, Iout

      Na prvním oscilogramu je výstupní napětí obou UCC27322 bez připojeného GDT (0,5 µs / cm). Na druhém je napětí na sekundáru GDT bez připojených FETů (0,2 µs / cm), na třetím pak s připojenými FETy. Na čtvrtém je výstupní napětí můstku a výstupní proud do primáru TC. Při správném vyladění by měl být proud i napětí ve fázi. Pak by docházelo ke spínání FETů při nulovém proudu (soft-switching) a snížení ztrát. Zatím jsem to nevyladil. Také se mi osvědčilo připojit primár TC přes kondenzátor takové kapacity, že je s ním v rezonanci na stejném kmitočtu jako sekundár TC místo připojení na kapacitní dělič poměrně velkých kapacit.
      Napřed jsem testoval na 35 VDC a 70 VDC dále na reguláku s filtrací 100µF, kde jsem se dostal asi na 150 V při odběru 2,5 A. Jiskry byly 8 - 9 cm dlouhé a hodně horké. Když jsem zkusil šroubovákem vytáhnout oblouk, FETy se prorazily. Při dalších pokusech sem jich odpálil pěknou hromádku, není to zrovna levná zábava. Při průrazu, se obvykle zkratovaly všechny 3 elektrody, takže budiče budily do zkratu. Do jejich napájení jsem dal 400 mA rychlou pojistku, která se při průrazu vždy přepálila a ochránila budiče před úmrtím. K problémům docházelo taky při napájení z nefiltrovaného zdroje, kdy se obvod špatně synchronizoval. Zřejmě je problém zakopaný někde kolem PLL obvodu a jeho filtru. Při rozladění pak dojde k mnohem většímu namáhání FETů než v rezonanci a jejich zničení. Nebo je prostě 1,2 MHz na ty součástky moc, zatím nevím o nikom, komu by tohle na podobných frekvencích fungovalo (většinou max. 400 kHz), ale nechci se tím nechat odradit. Možná navinu větší TC, který by měl mít nižší rezonanční frekvenci...

hot sparks hot sparks hot sparks

      29.8.2003 Dříve jsem se moc nezmínil o připojení vlastní TC k můstku a tak bych to nyní napravil. Existují totiž hned tři možnosti:

connecting load to half-bridge

první je zajímavá tím, že vůbec nepoužívá primární vinutí. Výstupní napětí můstku se připojí přímo na spodek cívky (odtud v angličtině 'base feed method'). Výhoda je v tom, že se nemusíme motat s primárem, přemýšlet nad jeho závity a vazbou. Je sníženo i riziko přeskoků jisker na spodní část vinutí. Obvod je jednoduší k analýze, viz teorie. Zásadní nevýhodou je jeho relativně vysoká impedance při rezonanci, což si vynucuje použít až několik tisíc voltů což není s dnešními MOSFETy snadné. Navíc je sekundár galvanicky spojen se zdrojem můstku, obvykle sítí, což není zrovna nejbezpečnější.
      Uprostřed je klasické zapojení (na zahraničních webech jsem zatím ani žádné jiné neviděl), které využívá nerezonanční primární vinutí. Druhý vývod je připojen na střed kapacitního děliče, který slouží jednak jako oddělovač SS složky a jednak jako vf filtr napájecího zdroje. Díky transformačnímu efektu je impedance při rezonanci mnohem nižší než v prvním případě. Sekundární vinutí je také přirozeně odděleno od budicího zdroje.
      Třetí zapojení využívá rezonující primární vinutí, kdy je do série zařazen kondenzátor s takovou kapacitou, aby rezonanční frekvence byla stejná jako samotného sekundáru. Impedance v rezonanci je pak ještě nižší než v druhém případě. To umožňuje použít nižší napájecí napětí, nebo se stávajícím zdrojem daného napětí (obvykle sítí, to by mohlo zajímat ty se 120V rozvodem) a odpovídajícími FETy většího výkonu.

      16.9.2003 Nakonec jsem se rozhodl navinout nový větší transformátor, který bude mít nižší rezonanční frekvenci a tím bude méně problémů se spínáním nebohých polovodičů. Více o BigTC zde. Nyní mám rezonanční frekvenci kolem 330 kHz. Díky tomu jsem si mohl dovolit koupit výkonnější MOSFETy IRFP460 (500 V, 20 A, 250 W, 0,22 R). Ty mají samozřejmě znatelně vyšší kapacitu Cg, takže by mi při 1,2 MHz nejspíš shořeli budicí obvody UCC27322. Při 300 kHz jsou však jen mírně teplé, takže je to OK. Nové FETy se zdají být dosti robustní, protože se mi je ještě (klepu na dřevo) nepodařilo odprásknout ;-). S novými FETy jsem ještě vyměnil jejich sériové diody v sourcech za výkonnější Schottky diody SR3060 (2 x 30A ).
      Bohužel se zde vynořil jeden závažný problém s PLL obvodem. Jak jsem byl upozorněn, tak výstup 1. komparátoru xx4046 posouvá fázi o 90° když je zavěšen! Tím se tedy vysvětluje ten fázový posuv na oscilogramech. Zkusil jsem tedy použít zbývající dva komparátory, ale bez úspěchu. Komparátory 2 a 3 bez vstupního signálu nastavují VCO PLL na nejnižší kmitočet. Ten jsem nastavil na 260 kHz. Maximální kmitočet jsem omezil na 450 kHz. Problém je v tom, že se PLL odmítá zavěsit ať s ním dělám co sním dělám. Buď produkuje dolní nebo horní mezní frekvenci, nebo se chytí na nějakém jiném špatném kmitočtu. Když už se náhodou chytí správně, tak je zavěšení velice nestabilní, na osciloskopu je vidět hrozný jitter frekvence a zvuk jisker je podivně pištivý a skřípavý. Při zvýšení nebo snížení napájecího napětí můstku se pak závěs rozpadne. Zkoušel jsem vřadit invertor mezi výstup PLL a vstup budiče. Feedback signál jsem zkoušel odebírat nejen anténkou, ale i proudovým transformátorkem na spodku sekundárního vinutí (snímání proudu), ale vše bez úspěchu.
      Nevím jak je možné, že se první komparátor zavěsí bez problémů už při minimálním napájecím napětí a druhé dva ne. Zkoušel jsem pak i takovou bizarnost, že jsem zapojil 2 PLL do kaskády s nadějí, že se posuny sečtou na 180° a pak to invertorem srovnám na 360°, ale fungovalo to jen při malém napájecím napětí. Při jeho zvyšování se fázový posuv rychle změnil na zhruba 90°.
      Momentálně mě nenapadá žádné řešení a tak prosím o pomoc ty, kteří mají s obvody xx4046 nebo jinými PLL zkušenosti, o radu.

2 PLLs in cascade Uprimary vs Usecondary Uprimary vs Usecondary
2 PLL v kaskádě Upri vs Usec Upri vs Usec

      13.8.2004 Tak dnes jsem se konečně dostal k update stránek, abych popsal pokroky s SSTC zejména z období Vánoc a zimního zkouškového. Mezitím už SSTC řadu měsíců vcelku úspěšně funguje při výbojích dlouhých až 38 cm (při napájení ze sítě 230 V). Ale tak popořádku...
      Po řadách experimentů se mi tišťák s polomostem a budicími obvody zdál už celkem odladěný a tak jsem se rozhodl postavit pro to nějakou pěknou škatulku, aby se to jen tak neválelo po stole. Zároveň jsem při návrhu kladl důraz na chlazení a RF stínění. Jako základ posloužilo "L" z hliníkového plechu tloušťky 3 mm (spodek a jedna stěna), které nese profil černěného žebrovaného chladiče 12 x 10,5 x 3 cm sloužícího jako další stěna. Protější stěna nesoucí ovládací prvky je z téhož plechu. Zbývající stěna je z dřevěného prkna potaženého zevnitř alobalem. Vršek jsem zatím neřešil, protože se dovnitř stále hrabu. Plošný spoj můstku je upevněn na spodku pomocí distančních sloupků tak, aby výkonové tranzistory přiléhaly na vnitřní plochu chladiče. Aby byl tepelný odpor mezi pouzdrem tranzistoru a chladičem co nejmenší, což je v pulsním režimu velmi důležité, tak jsem koupil v GESu kaptonové podložky, které mají při tloušťce pouhých 0,05 mm izolační pevnost 3,9 kV a tepelný odpor cca 0,53 K/W (podložka pro pouzdro TO-247), což je oproti silikonu, který má Rth cca 0,7 - 1 K/W o něco méně. Výrazně menší tepelný odpor mají keramické izolační podložky z Al2O3, které mohou při tloušťce 1 mm dosáhnout Rth až 0,19 K/W. Chladič i tranzistor jsem ještě potřel bílou silikonovou pastou. Aby se tranzistory mohly trochu chladit i z vrchu, i když zde je přestup tepla mnohem menší, přišrouboval jsem zepředu ještě malý "U" profil, takže tranzistory jsou jako v sendviči. Alespoň mi střepiny při případné explozi nerozmetají okolní elektroniku...
      Vzhledem k plánovaným vyšším výkonům jsem vyměnil diody kolem MOSFETů za typ FYAF3004DN (rychlá schottky dioda 2 x 30A na 40 V v izolovaném pouzdře TO-3PF zapojená v sérii s MOSFETy) a RHRP1560 (hyper-rychlá dioda 15 A na 600 V, trr = 35 ns v pouzdře TO-220 zapojená paralelně k sériové kombinaci MOSFET-schottky dioda), které jsem připevnil na malý žebrovaný profil přidělaný ke spodní stěně. Dále jsem dovnitř zabudoval stabilizovaný zdroj +5 V a +12 V pro řídicí elektroniku a gate-drivery, tyristorový předregulátor, který měl za úkol nahradit regulační transformátor, přepínatelný bank filtračních kondenzátorů 220µF a 390µF a síťový RF filtr. Výsledek vypadá nějak takto:

chassis chassis chassis chassis

      Chtěl jsem, aby zařízení bylo nezávislé na velikém, těžkém a výkonově stejně nedostačujícím reguláku a tak jsem použil klasický půlvlnný fázově řízený usměrňovač s tyristorem 2N6509 (předtím BT151 800R). S tyristorem jsem pro jistotu zapojil do série ještě diodu, kdyby se náhodou šlehnul. Jedním spínačem je také možné tyristor přemostit, aby se zbytečně nepekl při maximálním výkonu, ale jak se později ukázalo, tyristor je celkem studený. Vyskytnul se zde ale jeden veliký problém, plynoucí už z podstaty principu tyristorové regulace: tyristor spíná s fázovým zpožděním 0 - 180° (prakticky u mě asi 30 - 170°) a to velmi rychle. Při 90° vylítne napětí prakticky z 0 na +320 V během pár mikrosekund. To se ale velmi nelíbí připojeným filtračním kondenzátorům a ani PLL se tak rychle nechytí. Když jsem to zkoušel ještě na stole, měl jem tam připojený 10µF elektrolytický kondenzátor, který se během pár vteřin pěkně rozpálil a tak tak jsem to stihnul vypnout před jeho explozí (já vím, že je to celkem zábava bouchat kondíky, ale smrdí to jak blitky a je z toho hroznej bordel, takže doma to nezkoušejte, rači jen ve škole ;-). S větším kondíkem by díky velkému proudovému nárazu nejspíš vylítly jističe nebo lupnul tyristor. Takže jako jedinou možnost jsem viděl zapojit do série tlumivku, která ten ostrý náběh zpomalí na něco jako půlsinusovku. Jako tlumivku jsem použil nějaké bago pro 250W výbojku z veřejného osvětlení. Není zrovna nejlehčí, ale pořád mnohem menší než regulák. Dovnitř se mi už samozřejmě nevešla, takže ji mám připojenou venkem přes banánky. Pokud není připojen žádný filtrační kondenzátor, tak zas hrozí vznik vysokonapěťových špiček na napájecí větvi, proto jsem tam ještě přidal tři varistory. Dále se navíc tlumivka ukázala jako nezbytná pro omezení špičkového proudu odebíraného můstkem, protože bez ní mi FETy asi po půl minutě odešly. Zde je schéma zapojení napájecí a výkonové části:

PSU & half-bridge schematic

a řídicí části:

half-bridge controller schematic

a ještě nějaké průběhy na tyristorovém regulátoru bez a s filtrací:

thyristor regulator output thyristor regulator output with filter cap.
bez Cf s Cf

      Dále jsem se zabýval PLL obvodem a došel až k šokujícímu zjištění, že jsem celou dobu měřil výstupní proud blbě a onen fázový posuv vznikal zřejmě na malém snímacím odporu pro měření osciloskopem, který se však spíše choval jako cívka. Já se tak celou dobu snažil zlikvidovat fázový posuv, který ve skutečnosti neexistoval a není divu, že když se mi tam těch 90° podařilo uměle přidat, tak to přestalo fungovat. Nyní používám k měření proudový transformátor zakončený bezindukčním 75Ω odporem, který jsem vykuchal z nějakého monitoru, kde jím byl prostrčen nějaký vodič jdoucí k vn trafu. Nejprve jsem to vyzkoušel s odporovou zátěží (žárovka a nějaké vysokoohmovější odpory), abych se přesvědčil, že to ukazuje tak jak má. Tento transformátorek není na měření nic extra, ale tak na orientační měření to stačí.

current XFMR in circuit current XFMR measuring bulb load current XFMR measuring bulb load-scope

      Po připojení TC se ukázalo, že průběhy jsou celkem v pořádku a fázový posuv je relativně malý. Při ručním ladění PLL pomocí trimru (děliče) připojeného na VCOin (bez zpětné vazby) se opět ukázalo, že maximální jiskry jsou dosaženy při nulovém fázovém posuvu výstupního napětí a proudu, který jsem však dříve viděl jako 90-ti stupňový. Aby zas všechno nebylo tak ideální, zjistil jsem, že se fázový posuv trochu mění s výstupním výkonem, resp. mohutností jisker:

phase at low power phase at middle power phase at max power
Uout, Iout Uout, Iout Uout, Iout

      Proto jsem k PLL obvodu ještě přibastlil trimr (dělič) připojený přes 20kΩ odpor na VCOin se kterým se dá jemně doladit fáze např. tak, aby byl posuv nulový při max. výkonu, kde je to nejdůležitější. Možná kdyby se ke snímání místo anténky použilo proudové trafo na spodním konci sekundárního vinutí, tak by to bylo stabilnější, ale zatím s tím moje experimenty nebyly moc úspěšné.

audiomodulace

      Taky mě ještě napadla geniální myšlenka, jak jednoduše TC modulovat nízkofrekvenčním signálem. Sice jsem už dříve na Internetu zahlédl něco o "audio-modulated TC", ale tam to prováděli poměrně složitě modulací napájení nebo PWM modulací můstku. Přitom PLL se k tomu přímo nabízí, stačí přes kondenzátor na vstup VCOin navázat zdroj signálu, např. z výstupu pro sluchátka nf. zesilovače a je to. Teď si možná říkáte, že je to nějaká blbost, protože přes VCOin se dá udělat jedině frekvenční nebo fázová modulace. Jenže díky tomu, že TC je laděný rezonátor, tak při změně frekvence mimo rezonanci dochází automaticky i k poklesu amplitudy a tedy amplitudové modulaci. A k čemu že je to dobré? Jednak to lze skutečně použít jako AM vysílač na dlouhých/středních vlnách (pro větší dosah by však bylo třeba připojit odpovídající anténu) a nebo jako tzv. plazmový reproduktor. Ono jak jsem s překvapením zjistil, tak modulovaná korona velice pěkně hraje, asi jako výškový reproduktor (chybí basy) a to i docela nahlas. Zkreslení závisí na nastavení pracovního bodu na rezonanční křivce, nejlépe je to posunout kousek mimo rezonanci, aby modulace probíhala na jejím boku. Signál je však zašuměn syčením korony. Od 3 MHz výše je údajně korona úplně tichá, takže pak poslech už nic neruší. Takové frekvence lze však dosáhnout jen s hodně malou TC, řádově jednotek centimetrů a její buzení rozhodně není legrace. I když dnes již např. firma IXYS vyrábí výkonové MOSFETy pro frekvence do 30 MHz, tak rozhodně nejsou levné a u nás se beztak neseženou. Vývojem malé TC přímo za tímto účelem se zabývá EasternVoltageResearch pod názvem PlasmaSonic. Pomocí dig. foťáku Canon PowerShot A70 (proto je video v 15 FPS a zvuk jen 11 kHz / 8 bit) jsem se pokusil natočit krátkou ukázku-sestřih (DivX 5.1; 1,86 MB) svojí audiomodulované tesly. Naschvál jsem to trochu přemoduloval, aby byly zřetelné změny výbojů. Poprvé se mi to hrozně líbilo, že jsem strávil několik hodin přehráváním různých písniček přes TC a také je úspěšně naladil na dlouhých vlnách na rádiu vedle v kuchyni. Pro malé zkreslení je třeba nastavit poměrně malou hloubku modulace, takže to na první pohled na výbojích ani není znát. Zde je schéma poslední verze PLL obvodu:

PLL schematic with audiomodulation

také je důležité důkladné stínění:

PLL board bottom PLL board top PLL board housing

      Na PBC je vidět ještě invertor 74HCT04, s jehož pomocí si jumperem můžu zvolit inverzi výstupního signálu, ale to lze provést i třeba prohozením vývodů primáru TC, takže tam není nezbytně nutný. O efektu buzení inverzním signálem se zmíním níže. Pro tišťáček jsem spájel malou škatulku z šesti kousků jednostranného kuprexitu, která slouží jako stínění. Předtím se mi totiž do obvodu na nepájku indukovalo vf napětí z výbojů a dělalo to divy. Horní stěna není připájená natvrdo ale spojená dvěma drátky jako panty aby se dala odklápět. Malým otvorem prochází anténka-kus drátu dlouhý asi 10 cm. Na pravé straně pak je zásuvka-jack pro nf. signál a kablík s napájením a výstupním TTL signálem pro MOSFET budič.

      Oživování polomostu nebylo vůbec bezbolestné. Celkem jsem odprásknul asi deset párů MOSFETů. Zpočátku to bylo kvůli nevychytanému a nestíněnému obvodu PLL, pak když jsem se pokusil vyřadit filtrační tlumivku, při pokusu o snižování počtu primárních závitů a při experimentech s rezonančním kondenzátorem.
      Nejprve jsem primár TC připojoval bez rezonančního kondenzátoru, tedy studený konec vinutí byl připojen ke kapacitnímu děliči z 1µF fóliových kondenzátorů. Takto jsem však dosáhl poměrně malých a tenkých výbojů, max. 20 cm proti zemi při RMS odběru asi 200 W. Při zapojení filtračních kondenzátorů se výboje výrazně zkrátily, zato se však zvýšila jejich teplota, že docházelo k utavování hrotu. Odběr se také zvýšil asi na 300 W. MOSFETy byly přitom jen vlažné a tak jsem si říkal, že by to asi chtělo menší počet závitů na primáru. Dvakrát jsem to zkoušel, ale vždy to skončilo velmi rychlou smrtí FETů (přitom bez výraznějšího oteplení) aniž by se výboje nějak prodloužily. Takže to asi nebude ta správná cesta. Zde je jen malá část polovodičů, které přitom zaplatily životem. BTW jak je vidět, tak pojistka v síťovém přívodu je spíš na parádu, protože v 90% případů odešla společně s FETy, občas i za doprovodu sklapnutí jističů. Navíc se v pouzdře občas úplně rozlítla na kusy, že jsem ji musel pracně vyklepávat a vymetat ven.

Silicon Heaven
Silicon Heaven

      Dále jsem se skoro výhradně zabýval zapojením s rezonujícím primárem. V zahraničí se to už taky rozšířilo (troufám si tvrdit že moje zapojení bylo jedno z prvních, už někdy z konce srpna 2003) pod názvem DRSSTC jako Double Resonant Solid State Tesla Coil. Primár je tedy připojen přes kondenzátor, který svou kapacitou naladí primární obvod na stejnou frekvenci jako sekundární vinutí. Opět je vhodné ladit o něco níže, protože s růstem výbojů rezonanční frekvence sekundáru klesá. Na primárním vinutí (a taky na kondenzátoru) se nakmitá vyšší napětí (až několik 1000 V) které po transformaci způsobí i vyšší napětí na sekundáru. Kondenzátor však musí být velmi robustní protože přes něj tečou velké proudy. Poprvé jsem tam měl paralelně několik diskových keramických kondenzátorů, které se usmažily během deseti vteřin. Celkem se mi osvědčily impulsní fóliové kondenzátory z vychylovacího obvodu monitorů a televizí, které mají typicky několik nF na 1500 až 2000 V. V GME jsou k dostání FKP1 kondenzátory WIMA, ale jsou pěkně drahé, kus kolem 30,- takže by sérioparalelní baterie MMC vyšla docela draho. V současnosti zde mám paralelní kombinaci 5,6 + 5,6 + 0,47 nF, celkem tedy 11,6 nF tak, aby primár rezonoval na 340 kHz. Dochází zde ovšem k už zmiňovanému efektu rozštěpení rezonance (při nadkritické vazbě) na dva peaky, jeden leží kolem 290 kHz a druhý na 405 kHz. Zajímavé je, že větších a mohutnějších jisker dosáhnu na 405 kHz, zatímco na 290 kHz jsou výboje menší, zvuk není čistě 50Hz bručení ale zní trochu praskavě a jiskry jsou rozvětvenější, což svědčí o nedobrém naladění. Přepínání těchto dvou frekvencí se mi povedlo dosáhnout právě výše zmiňovaným invertorem na výstupu PLL, ale popravdě řečeno to moc nechápu... Na vyšším rezonančním peaku jsou jiskry málo větvené a je slyšet 50Hz bručení.
      Touto úpravou jsem sice dosáhl 35 - 40 cm dlouhých jisker, ale také se pěkně zvýšil odběr (až 800 W bez filtru) a hlavně to celé pěkně topí. Po pár minutách se ohřeje profil chladiče na odhadem 60°C, to samé kondíky. Dokonce i primární vinutí z 2mm drátu je pěkně teplé. Na druhou stranu ale málokdy nechávám běžet TC takhle dlouho na plný výkon. Možná by taky pomohlo přidělat na chladicí profil nějaký pořádný ventilátor. Zde je tabulka naměřených příkonů (měřen činný RMS příkon pomocí multimetru Metex M-3860M, při max. otevřeném tyristoru ze sítě při 230 V) celého zařízení v závislosti na konfiguraci:

SSTC DRSSTC filtrace
197 W 645W bez filtrace napájení, s tlumivkou
217 W 850 W bez filtrace napájení a bez tlumivky
288 W 960 W s filtrací 220µF, s tlumivkou
495 W - s filtrací 220µF a bez tlumivky

Pomocí reguláku jsem také zkusil změřit závislost délky jisker na příkonu:
spark length vs input power

což odpovídá zhruba odmocninové závislosti. Pokusil jsem se tedy sestavit empirický vztah (čárkovaně) pro délku výbojů: l = k*(P-P0)q, [cm; W] s parametry k = 1,7; q = 0,46 a P0 = 110. Pokud použijeme místo polomostu plný můstek, získáme sice 2x větší napětí a proud, tedy 4x větší příkon, ale jiskry se prodlouží zhruba jen 2x. Délka jisker však závisí na mnoha dalších faktorech, jako např. střída, tvar modulační obálky, toroid, atd., takže toto bylo spíše jen pro relativní porovnání na jednom konkrétním typu SSTC.


IGBT polomost

IGBT značka 15.8.2004 Nyní bych vás chtěl seznámit s novou progresivní spínací polovodičovou součástkou-tranzistorem IGBT. Zkratka IGBT znamená Insulated Gate Bipolar Tranzistor, tedy bipolární tranzistor s izolovaným hradlem. Nejedná se o žádnou horkou novinku, o IGBT jsem věděl již dávno, ale jen o těch velikých blocích pro spínání extrémních výkonů, které ale byly moc pomalé a tím pádem pro moji SSTC naprosto nepoužitelné. Nedávno jsem si prohlížel katalogové listy firmy Fairchild a narazil na pár menších IGBT s dynamickými parametry blížícími se nebo dokonce lepšími než u běžných MOSFETů a tedy vhodnými pro stavbu SSTC. Zjednodušeně lze říci, že IGBT kombinují výhody tranzistorů MOSFET (ovládání elektrickým polem) a bipolárních tranzistorů (malé saturační napětí Uce). Z toho plyne menší ztrátový výkon při sepnutém stavu. Navíc s rostoucí teplotou se Rdson u MOSFETu dále zvyšuje, zatím co u IGBT Uces klesá. Srovnáme-li např. MOSFET IRFP460 (Udsmax = 500 V, Id = 20 A, Rdson = 0,27 R) a IGBT FGH20N6S2D (Ucemax = 600 V, Id = 28 A, Ucesat = 2,5 V @14 A), tak na MOSFETu bude při Id = 14A úbytek 3,78 V a ztráta 53 W, zatímco na IGBT jen 35 W. IGBT jsou také robustnější, zvládají větší špičkové proudy a dokonce můžou pár µs pracovat do zkratu (tzv. short circuit rated) - doba závisí na napětí Uge. Další obrovskou výhodou je, že struktura neobsahuje žádnou zpětnou diodu mezi kolektorem a emitorem, jako je tomu u MOSFETu, a tak má výrobce možnost buď integrovat dovnitř nějakou odpovídajícně rychlou diodu (s trr kolem 35 - 70 ns), nebo nechat její výběr na uživateli. Tím se tedy zjednodušuje struktura můstku (a zmenšuje parazitní indukčnost v obvodu). Hradla IGBT mají zhruba stejnou nebo menší kapacitu než odpovídající MOSFETy, napětí Uge je typicky (±20 V, ±30 V pulsně). Prahové napětí je však o něco vyšší. Dynamické parametry nových typů jsou v celku na úrovni, co je však zajímavé, že většina IGBT má nápadně dlouhou prodlevu toff_delay oproti ton_delay (např. 55 / 13 ns). Tato asymetrie pak prodlužuje dobu, kdy jsou sepnuty oba tranzistory (zatímco dolní tranzistor sepne skoro okamžitě, tak hornímu rozepnutí chvíli trvá, nebo naopak) ve větvi můstku a teče přes ně veliký proud z napájení, pokud to tedy není ošetřeno obvodem deadtime. Na druhou stranu IGBT mohou krátkodobě pracovat do zkratu, takže by jim to nemělo vadit, jen se zbytečně víc ohřívají. Zde jsem si vytvořil takovou malou pracovní tabulku porovnání nejdůležitějších parametrů několika IGBT a MOSFETů.
      Protože MOSFETy v mojí DRSSTC dostávají pěkně zabrat, rozhodl jsem se je vyměnit za IGBT FGH50N6S2D (Ucemax = 600 V, Id = 75 A, Ucesat = 1,9 V @30 A, Qg = 70 nC @15 V), který snad všemi parametry převyšuje stávající (už poměrně zastaralé) MOSFETy IRFP460. Budič jsem tedy nechal beze změn a vyměnil pouze tranzistory. S novými IGBT se vše rozjelo hladce na první zapnutí. Řekl bych, že topí o něco míň, ale stále poměrně hodně. Dokonce jsem zaznamenal mírné prodloužení výbojů (a taky růst spotřeby, bez filtru na max. až 850 W), ale v tu samou dobu jsem měnil i rezonanční kondík, takže to může bít spíše tím. Změřil jsem celkový odběr budiče 170 mA bez napětí na IGBT a 217 mA na maximální výkon při 380 - 400 kHz.
      Jen tak pro zajímavost jsem zkusil změřit oteplení chladiče za dobu 90 s na max. výkon. Teplotu jsem měřil v otvoru chladiče asi 2 cm od pouzdra tranzistoru digitálním teploměrem Dallas DS18B20 připojeným k PC (mimo jiné sběrnice Dallas 1-wire ukázala dobrou odolnost proti vf rušení ;). Ze 30°C vzrostla teplota na 45°C (maximum dosaženo vlivem setrvačnosti až nějakou dobu po odpojení). Rozdíl je tedy 15°C. Dále jsem vypočítal tepelnou kapacitu chladicího profilu s částí přiléhajícího plechu C = 388 J/°C. To znamená, že tranzistory musely vytápět výkonem nejméně 65 W. Akorát nevím kolik tepla se mi během té doby vyzářilo a odvedlo do vzduchu, takže ona hodnota nemá moc valnou hodnotu :-\, prostě jen minimální ztráta...
      Zde je průběh napětí na gate horního MOSFETu (2 oscilogramy vlevo) a horního IGBT po výměně (2 oscilogramy vpravo), nejprve na minimální výkon, kdy ještě není locklý PLL a pak na maximální výkon.

Ugs on highside MOSFET, min.power Ugs on highside MOSFET, max.power Uge on highside IGBT, min.power Uge on highside IGBT, max.power
Ugs, min.power Ugs, max.power Uge, min.power Uge, max.power

      A zde konečně nějaké výboje, první foto vlevo je bez rezonančního kondíku, ostatní s ním, vše na maximální výkon. A ještě jedno video (DivX 5.1; 176 kB). Jako další projekt mám v plánu postavit plný můstek s IGBT FGH60N6S2 s nějakým inteligentnějším budicím obvodem.

SSTC sparks DRSSTC sparks DRSSTC sparks DRSSTC sparks DRSSTC sparks

      8.8.2005 Když už mám k dispozici výkonný VN/VF zdroj, zkusil jsem si také podomácku vyrobit Geisslerovu trubici. Primitivní a rychlý experiment lze provézt např. se starou skleněnou injekční stříkačkou, kterou ucpeme třeba nasliněným prstem, vytáhneme píst, čímž se uvnitř válce vytvoří prostor s nízkým tlakem a vložíme do VF pole teslova transformátoru. Při dostatečné intenzitě se uvnitř zapálí doutnavý výboj. S plastovou stříkačkou to zkoušet nedoporučuju, protože se rychle roztaví a popálíte si prsty od výboje. Fungovalo mi to na první pokus, ale chtělo by to něco většího.
      Vybral jsem si protáhlou sklenici od oliv (výška asi 14 cm), do jejího víčka jsem udělal díru a zapájel tam kousek měděné trubičky. Na vnitřní stranu jsem připájel hrot jehly jako jednu elektrodu. Druhou elektrodu volně ležící na dně, která bude kapacitně vázaná přes sklo, jsem udělal ze šroubku zbroušeného do hrotu s našroubovanou větší podložkou, tak aby hrot mířil ode dna vzhůru. Trubičku z víčka jsem pak napojil kouskem hadičky na sání kompresoru z lednice. Výstup z kompresoru jsem další hadičkou zavedl do sklenice vody, zapnul kompresor a čekal dokud to nepřestane bublat. O dosaženém podtlaku nemám moc představu - nemám to čím změřit. Pak jsem hadičku od sklenice pevně stisknul kleštěmi, odpojil od kompresoru a zacpal kovovým válečkem. Při této operaci se tam může dostat nějaký vzduch navíc, proto jsem to zkoušel několikrát až jsem byl s výsledkem spokojen. Po přiblížení sklenice k zapnutému tesláku se pěkně zapálil výboj mezi ostrým šroubkem na dně a jehlovým hrotem ve víčku. Po 14 dnech už byly výboje o něco slabší a po pár měsících se mi už nepodařilo zapálit výboj po celé délce. Je mi jasné, že takový bastl nemůže být dokonale hermetický, to bych musel mít celoskleněnou baňku a řešit zátav...

primitive Geissler tube Geissler tube Geissler tube Geissler tube

      10.11.2008 Na letošním Teslathonu 2008 jsem svůj polomost s IGBT pěkně potrápil. Po delším tahání oblouku do žárovky došlo náhle k zatemnění místnosti a vypálení pojistek na baráku (paradoxně malá trubičková pojistka T 6,3 A v přístroji zůstala celá). Myslel jsem, že odešly IGBT, ale po měření doma jsem zjistil, že pukly ochranné varistory na hlavní napájecí větvi polomostu a následně se díky zkratu prošlehly diody v tyristorovém regulátoru, ale IGBT naštěstí přežily. Dvojici varistorů jsem nahradil třemi většími na 4,5 kA pulsního proudu ze Semicu.

popped varistors

      Když jsem se díval na dostupnost použitých IGBT FGH50N6S2D a FGH60N6S2 od Fairchildu, zjistil jsem, že už je Fairchild přestal vyrábět. Posledních pár kusů se dá koupit od Farnellu a Arrow. Poslal jsem tedy dotaz na tech. podporu Fairchildu, jaká je vhodná náhrada těchto IGBT a byly mi doporučeny HGTG30N60A4, HGTG40N60A4, FGH60N60SF. U těchto IGBT mě však dost zklamal velký náboj hradla a dlouhé vypínací zpoždění tdoff (viz tabulka níže), které zcela jistě nepřispěje k hladkému spínání můstku na vysokých frekvencích. Bylo mi řečeno, že tyto IGBT mají nižší ztrátovou energii zapnutí/vypnutí Eon, Eoff než předchozí typy. Domnívám se ale, že při spínání v můstku spíš hraje roli souhra časů tdon, tr, rdoff, tf, aby se minimalizoval čas, kdy jsou sepnuty oba tranzistory. S dotazem jsem se obrátil i na distributora Starmans Electronics, kde mi nabídli alternativu od IXYSu IXGH40N60C2D1 za docela příznivou cenu 149,- s DPH a tak jsem hned koupil dva kousky na testovaní. Řekl bych ale, že původní IGBT zatím nic nepřekoná. Přehled parametrů zmiňovaných IGBT:

IGBT type Uce [V] Uces [V] Ic [A] Pd [W] Qg [nC] tdon [ns] tr [ns] tdoff [ns] tf [ns] D-trr [ns]
FGH50N6S2D 600 1,9 75 463 70 13 15 55 50 50
FGH60N6S2 600 1,9 75 625 140 18 15 70 50 -
HGTG30N60A4 600 1,8 75 463 225 25 12 150 38 -
HGTG40N60A4 600 1,7 75 625 350 25 18 145 35 -
FGH40T65SHDF 650 1,5 80 268 68 18 27 64 3 100
FGH40N60SMD 600 1,9 80 349 119 15 22 116 16 36
FGH60N60SF 600 2,3 120 378 198 22 44 144 43 -
IXGH40N60C2D1 600 2,0 75 300 95 18 20 90 32 100
C2M0080120D SiC FET 1200 80 mΩ 31 208 49 12 14 23 18 40
Uces, Ic, Pd, txx @25°C, Uces @40 A, trr @30 A, Qg @15 V

      V budoucnu budou velmi zajímavou alternativou IGBT tranzistory z karbidu křemíku (SiC), které jsou rychlejší, mají menší Uces, netrpí hlubokou saturací a zvládají vyšší provozní teploty. S nimi by bylo možné snížit ztráty více než o 50%, ale zatím je k dispozici jen pár typů za velmi vysoké ceny.
      17.12.2013 UPDATE: tak to vypadá, že se začíná blýskat na lepší časy a ceny SiC polovodičů výrazně poklesly. Náhodou jsem objevil výkonový 1200V SiC MOSFET C2M0080120D od Cree (viz poslední řádek tabulky výše), který lze koupit na Digikey za 16,67 $ nebo u Mousera za 13,33 euro, to už jsou podobné ceny jako za rychlá IGBTčka (avšak poštovné je poněkud dražší). Tento FET je ďábelsky rychlý při podstatně nižších nárocích na buzení gate. Myslím, že 1MHz můstek by uchodil jako nic. Jediným problémem tohoto SiC FETu je asymetrické buzení gate max. -10 / +25 V, což znemožňuje jednoduché buzení přímo z GDT. Pro důkladné sepnutí by měl dostat alespoň 16 - 20 V na gate.

      24.12.2008 Napadlo mě, že bych mohl trochu zvelebit vršek BigTC a místo kusu drátu udělat nějakou pěknou vybíjecí elektrodu. K tomu účelu mě napadlo použít zapalovací svíčku z auta, jak už jsem to kdysi viděl na nějakém zahraničním webu. Svíčku jsem očistil, obrousil na brusce všechny ostré hrany a vyleštil kovový povrch. Svíčku jsem zašrouboval do kolečka z plexiskla, které jsem vlepil dovnitř PVC trubky sekundáru. Tělo svíčky je propojeno zevnitř krátkým kablíkem s koncem sekundáru. Na vršku svíčky je šroub M4, na něm kousek trubičky s vnitřním závitem a do ní pak můžu šroubovat různé typy hrotů. Když se hrot opálí, tak ho jednoduše můžu vyšroubovat a přebrousit nebo nahradit jiným. Z plechu sem si vystřihnul hvězdici se zahnutými rohy jako iontový motorek a posadil na hrot. Během chvilky se to roztočí na docela vysoké otáčky, že mám strach, aby to z malého důlku nevyskočilo a neulítlo. Nový vršek má také větší nosnost a lze na něj snadno usadit toroid.
      Nedávno jsem náhodou na procházce našel malý plastový toroid, zřejmě lodní nárazník. Zabalil jsem ho pečlivě do alobalu a posadil na vrch tesláku. Dříve používaný toroid z polystyrénového věnce se moc neosvědčil, protože se při zahřátí VF proudy začal bortit. Tento je z tuhého plastu, takže by mohl už něco vydržet. Rezonanční frekvence spadla asi o 50 kHz. Výboje se nijak významně neprodloužily, zato zmohutněly a při dotyku rukou to víc kope. IGBT tranzistorům se to moc nelíbí, zahřívají se znatelně více, takže to rozhodně není na dlouhodobější provoz.

new discharge terminal plastic toroid form DRSSTC sparks with toroid DRSSTC sparks with toroid DRSSTC sparks with toroid

      20.8.2012 Na letošním Teslathonu 2012 se mi stala malá nehoda - asi po minutě sršení na plný výkon se najednou z elektroniky začal valit dým. Po vyfouknutí obláčku jsem zjistil, že se line z vazebního / blokovacího kondenzátoru polomostu Tesla TC207 1 µF / 400 V. Jelikož byl ale primár oddělen ještě rezonančním kondenzátorem, tak polomost nebyl v ohrožení. Kondenzátory TC207 zrovna nejsou moc vhodné na VF a velké AC proudy a tak jsem je nahradil výkonnějšími 5 µF / 400 V. Také jsem předělal rezonanční kondenzátor, který jsem kdysi narychlo spájel ze všeho možného. Na kousku plexisklové destičky jsem postavil MMC převážně z polypropylenových impulsních svitků Tesla TC344 skládající se ze z 9 paralelních větví po 3 kondenzátorech min. na 1600 VDC (tj. celkem 4800 VDC). Zkoušel jsem si trochu pohrát s kapacitou a jako optimální hodnotu jsem zvolil 11,64 nF (což byla v podstatě původní hodnota). Při provozu se kondíky nijak nehřejou.

smoking SSTC driver burned bridge DC-blocking capacitor new MMC 11,64nF / 4,8kVDC

      Později, když jsem blbnul s toroidem, se mi povedlo nešťastnou náhodou spínačem přemostit tyristorovou regulaci a tím jsem odprásknul pár IGBT FGH50N6S2D, budiž jim lehká zem, sloužily dlouho a dobře. Jako náhradu jsem osadil ze šuplíkových zásob poslední pár IGBT FGH60N6S2 bez vnitřní diody. Externí diody jsem nahradil rychlejšími VS-30ETH06FP od Vishay (600 V / 30 A / 30 ns) a schottky diody, které byly v sérii kvůli původně osazeným MOSFETům jsem přemostil drátem, neboť u IGBT už nejsou třeba. Zde je aktualizované schéma výkonové části:

PSU & half-bridge schematic

      5.9.2015 Jeden z kamarádů (spolužák z ČVUT FEL), který už dospěl do stádia game over, mě požádal, jestli bych svatební mejdan neokořenil trochou toho ozónu a elektrických výbojů. Jelikož se jednalo o vybranou společnost nezřídka různě vyšinutých jedinců, tak jsem pozvání nemohl odmítnout. Napřed jsem ale musel trochu potrápit mozek, abych vůbec z šifrovací hry zjistil, kde a kdy se svatba koná (přesné místo ještě ten den nikdo z hostů neznal). Naštěstí byly k dispozici i nápovědy a tak jsem do želivského kláštera dorazil včas i s teslákem (zářivky už byly naštěstí zajištěny, protože jsem zrovna na potvoru předtím nemohl žádné vyhozené nikde najít). Po obřadu a večerní párty, když už byla řádná tma, jsem zateslil. Když se lidi vyblbli se zářivkama a někteří odvážnější si i rukou pohladili výboje, tak jsem ještě pustil iontový motor a audiomodulaci. Většina něco takového viděla na živo poprvé a tak nebyla nuda. Druhý den jsem nemohl vynechat prohlídku klášterního minipivovaru, který celou akci zásobil sudy s dobrým pivem.

svatební mejdan s teslákem svatební mejdan s teslákem svatební mejdan s teslákem svatební mejdan s teslákem

      24.11.2016 Zde bych se ještě znovu vrátil k tématu izolačních podložek pod tranzistory. V případě běžně používaných pouzder TO-247, je kovová kontaktní plocha pouze asi 2 cm2 (u TO-220 jen 1 cm2), takže nízký tepelný odpor mezi pouzdrem a chladičem je velice důležitý. Nejlepší by bylo izolační podložky vůbec nepoužívat, ale mít na chladiči třeba 320 Vpp tvrdého VF napětí (v případě low-side tranzistoru) je zas poněkud nepraktické. Izolační podložky se vyrábí z celé řady materiálů velmi různých tepelných vodivostí. Zejména u silikonů je velký rozptyl podle použitého plniva. Některé keramiky jsou srovnatelné s kovy, ale jejich cena tomu také odpovídá, za málo peněz bývá málo muziky. Podívejme se na přehled tepelných vodivostí nejčastěji používaných materiálů (pro srovnání jsem tam ještě doplnil i měď a hliník):

materiál měrná tepelná vodivost [W/m*K]
silikony 0,9 - 5
kapton (polyimid) 0,45
slída (mica) 0,53
Keratherm 2,5 - 6
Al2O3 keramika 25
AlN keramika 160
Be-keramika 250
Al 230
Cu 370

      Na výsledný tepelný odpor má samozřejmě velký vliv i tloušťka podložky. Materiály s dobrými mechanickými vlastnostmi a vysokou elektrickou pevností, jako např. kapton nebo slída, mohou být velmi tenké, typ. 0,05 mm. Naopak keramiky jsou křehké a používají se běžně tloušťky 0,5 - 3 mm. U silikonů bývá tloušťka 0,2 - 0,5 mm a tepelný odpor navíc závisí na přítlačné síle. Vyjma měkkých silikonů je vždy vhodné použít na kontaktní plochy přiměřené množství teplovodivé pasty pro vyplnění drobných povrchových nerovností místo vzduchu, který má tepelnou vodivost o několik řádů menší.
      Lákalo mě vyzkoušet keramické Al2O3 podložky pro TO-247, které lze ještě koupit za přijatelnou cenu. Objednal jsem tedy na Aliexpressu 20 kousků tloušťky 1 mm (tloušťka 0,5 mm se moc nedoporučuje, protože prý snadno praská) za 9,60 $. S touto podložkou bych měl dosáhnout Rth 0,19 K/W. Když podložky dorazily, zklamala mě kapánek kvalita, resp. přesnost jejich provedení. I pouhým okem je vidět, že každá podložka má trochu jiné rozměry. Digitální šuplerou jsem naměřil rozpětí tlouštěk 0,90 - 1,03 mm. To by tak nevadilo, ale všiml jsem si i drobných nerovností povrchu. Jedna podložka měla viditelně ohnutý rožek, takže pod ní vznikla škvírka - tu jsem rovnou vyhodil (mechanicky je velmi pevná, v ruce jsem ji nezlomil, až ohybem o šroubovák :). Takže je třeba vybrat ty rovnější.
      Abych se přesvědčil o reálných vlastnostech izolačních podložek, provedl jsem jednoduché srovnávací měření kaptonové, keramické a silikonové izolační podložky. Jako topný tranzistor jsem použil běžný MOSFET IRFP460 přišroubovaný na veliký chladič ČKD 342/140 mm stabilizovaný 1,2Ω odporem v source, kde jsem vytápěl výkonem 45 W po dobu 3 minuty pro každé měření, mezi nimiž jsem nechal chladič dostatečně vychladnout. Vzhledem k jeho veliké tepelné kapacitě se povrchová teplota citelně nezměnila. Ihned po odpojení od zdroje jsem multimetrem logoval úbytek napětí na přechodu vnitřní body diody, který je úměrný teplotě, jenž exponenciálně klesá (použil jsem hrubý přepočet s konstantou -2,2 mV/K a odečetl úbytek změřený před topením při pokojové teplotě). Čím je tepelný odpor větší, tím vyšší teploty tranzistor dosáhne a déle trvá, než se po vypnutí teplo odvede. Nakonec jsem pro porovnání změřil i tranzistor bez podložky.

MOSFET body diode junction temperature decay
      I pouhým dotykem prstu na povrch pouzdra tranzistoru jsem hned poznal, že teplota při použití silikonové podložky je výrazně vyšší, neboť jsem prst neudržel ani pár vteřin, zatím co s kaptonovou a keramickou podložkou byl jen teplý. Zkusil jsem spočítat tepelný odpor izolačních podložek (u nich jsem už odečetl odpor samotného tranzistoru) a porovnat s výpočtem dle své kalkulačky. U keramiky výsledek docela sedí, u kaptonu mi vyšlo méně a u silikonu neznám přesný materiál, tak jsem počítal ten horší (Fischer WK 247 s 0,92 W/m*K). Každopádně je vidět, že keramická podložka přinese znatelné zlepšení za pár korun navíc, což se v extrémních aplikacích, jako je SSTC, rozhodně vyplatí.

materiál tloušťka [mm] Rthmeas [K/W] Rthcalc [K/W]
kapton 0,05 0,29 0,52
Al2O3 1,00 0,20 0,19
silikon 0,25 1,20 1,28
bez podložky 0 0,25 -

      1.12.2016 Na loňském Teslathonu 2015 se mi zas povedlo odprásknout IGBT polomost. Nejprve se šlehnul transil na silovém napájení a když jsem ho vyštípnul, tak následně po chvíli blbnutí odešly i oba IGBT FGH50N6S2. Jeden byl klasicky proražený a druhý byl přerušený. Navíc se prorazila i zpětná dioda VS-30ETH06FP u horního IGBT. Jelikož se z nějakého nepochopitelného důvodu tyto skvělé IGBT přestaly vyrábět, prošel jsem znovu současné portfolio Fairchildu, který byl koupen ON Semiconductor a vybral moderní IGBT FGH40T65SHDF. Ten má sice menší úbytek UCES, ale také menší maximální proud ICM, menší ztrátový výkon Pd a větší tepelný odpor Rth. Náboj hradla Qg a spínací časy jsou srovnatelné. Zajímavostí je kladný tepelný koeficient, díky kterému je možné tyto IGBT jednoduše spojovat paralelně. Pod tranzistory jsem použil nové keramické podložky testované výše. Od transilu jsem se vrátil zpět k varistoru (dva MOV-20D391K paralelně) na hlavním napájení.

Uge on lowside IGBT FGH40T65SHDF - 0Vcc, no load Uge on lowside IGBT FGH40T65SHDF - 320Vcc, no load Uge on lowside IGBT FGH40T65SHDF - 80Vcc, TC load
Uge @Vcc=0V Uge @Vcc=320V Uge @Vcc=80V + TC



Zpět

aktualizováno 2.12.2016 v 4:35

„Nejkrásnější ze všech tajemství je být géniem a vědět to jen sám.“ Mark Twain