Další možností je vf generátor z polovodičových součástek. Obvykle se používá můstkové
zapojení s výkonovými tranzistory MOSFET. Polovodiče jsou ovšem dosti choulostivé součástky na přepětí a proudové
rázy. Navíc při velikých spínacích frekvencích teče do gejtů poměrně značný kapacitní proud (kapacity řídicí elektrody
se u obvyklých výkonových FETů pohybují od 2 do 10 nF), což vyžaduje kvalitní řídicí obvody. Ty se vyrábějí v integrované
podobě, ale bohužel v ČR nejsou běžně k dostání. Občas si při shánění součástek v pražských obchodech připadám jak někde
v Africe ;-). U nás na fakultě nám v rámci předmětu teorie elektromagnetického pole 1 předváděli malý teslův transformátor
s jednotranzistorovým samokmitajícím budičem. Díky prof. Pankrácovi jsem si mohl obkreslit schéma:
SU169 je vysokonapěťový spínací tranzistor z rozkladu ČBTV. Jeho mezní hodnoty jsou UCB0 = 1000 V,
UCE0 = 400 V, IC = 10 A, UEB0 = 8 V, Ptot = 100 W, h21E >= 15.
Diody tam byly teslácké s bílým pruhem, vyhoví jakékoliv na 1000V / 1A, lépe nějaké rychlejší.
Fungovalo mi to na první zapojení. Při 35 VDC to odebíralo asi 1,5 A a sršely asi 2 cm jiskry,
které měly tichý syčivý zvuk podobně jako vn z TV. Když jsem zvýšil napětí, sršení se na okamžik zintenzivnilo, ale
po pár vteřinách začalo slábnout a pak v tranzistoru luplo a byl konec. Zkoušel jsem použít i jiné tranzistory jako třeba
SU161, BU208, ale všechny dopadly stejně (v koši). Většinou průraz B-E a přerušení B-C. Bohužel mám jen starý osciloskop
Křižík, kterým nemohu sledovat krátké napěťové špičky, které by mohly za smrt tranzistorů. Zde je pár fotek mého budiče
přestavěného z vrabčího hnízda na plošný spoj.
A tady pár fotek jak to funguje:
MOSFET flyback
26.9.2002 Dlouho jsem přemýšlel
jak využít MOSFET tranzistory na buzení teslova transformátoru. Můstková zapojení jsou poměrně složitá protože
buzení vysokokapacitnách gatů FETů je při megahertzích 'mírně' problematické. Napadlo mě použít FET ve zpětnovazebním
oscilátoru jako náhradu elektronky. V šuplíku jsem našel IRF640 (200 V; 18 A; 125 W; 0,18 Ω),
napětí ze zpětnovazebního vinutí jsem omezil dvěma zenerkami KZZ75 (vím, není to asi nejlepší způsob). Zapojení
jsem napájel z regulačního transformátoru, jednopulsně usměrněné a vyhlazené kapacitou 100 µF. Pro rozkmitání
je třeba na okamžik připojit gate přes velký odpor na kladné napětí. Pak jsem odpor připojil na zem, aby pokud obvod
přestane kmitat, FET nezůstal otevřený a neupekl se. To bude ještě třeba dořešit. Při napájení ze 70 VDC
vyhlazených byl výkon asi jako u budiče s SU169 (na velkém TC). Pak jsem přepojil na
regulák a šel až asi do 120 VAC, jednopulsně usměrněných. Takto jsem
získal výkon asi jako s lampovým budičem s PL504 a přitom to bylo uchladitelné.
Při vyšším napětí už FET nevydržel a prorazil se. Dále plánuju paralelní zapojení asi čtyř IRF740 nebo IRF840
a napájení přímo z usměrněné sítě, čímž by se velmi zjednodušilo napájení zařízení.
MOSFET polomost I
14.5.2003 Poté, co v MOSFETovém flybacku odešel
IRF640, jsem se jej pokusil nahradit paralelní kombinací IRF740 a jinými FETy, ale zapojení se mi za žádnou
cenu nepodařilo rozkmitat (a to ani s novým IRF640). Překontroloval jsem a povyměňoval co se dalo, ale zapojení
se už nikdy nerozjelo jako tenkrát.
Přes Internet se mi podařilo získat 2 integrované obvody
MAX5048 specielně
určené pro rychlé řízení výkonových MOSFETů. Vzhledem k prťavému SMD pouzdru je až neuvěřitelné, že jsou
schopny špičkově dodávat až 7,2 A do gate. Zkusil jsem jen tak budit obyčejný 5 nF kondenzátor.
I na 1 MHz byl průběh ještě ucházející, ale obvod i kondenzátor se už pěkně hřály. S pomocí těchto
obvodů jsem se mohl konečně pustit do stavby MOSFETového polomostu. Polomost je vlastně elektronický přepínač,
který střídavě připojuje zátěž na +Ucc nebo na zem. Výhodou proti flybacku je vyšší účinnost a hlavně omezení
napětí Uds na max. Ucc. Nevýhodou je pak zas nebezpečí vedení obou FETů součastně (crossconduction), což vede
k jejich rychlé smrti.
První problém, který bylo třeba vyřešit, je buzení horního FETu můstku. Jeho gate
i source plave na vysokých napětích a není tak možné připojit MAXe přímo. Proto jsem se rozhodl použít oddělovací
transformátor, tzv. GDT - Gate Driver Transformer. GDT klade vysoké nároky na kvalitu jádra (malé ztráty při
magnetování vf mag. polem), umožňuje přenášet jen omezené kmitočtové pásmo (což v našem případě nevadí, protože
TC pracuje na dost úzkém pásmu kmitočtů) a stejnosměrná složka na výstupu závisí na střídě (my budem potřebovat
pevnou střídu 50%). Také je důležité vinout trifilárně, aby byl maximální činitel vazby. Jinak to má ale spoustu
výhod:
1) galvanické oddělení jednotlivých vinutí (zároveň chrání řídicí obvod před zničením)
2) snadné otočení fáze o 180° prohozením vývodů vinutí
3) lze navinout teoreticky libovolný počet vinutí (jeden GDT pro plný můstek)
4) možnost volby jiného transformačního poměru než jen 1:1
5) při vypnutém buzení jsou gate obou FETů automaticky zkratovány a FETy uzavřeny
6) při 50% střídě vynulování SS složky a získání symetrického napětí kolem nuly (lepší odolnost proti rušení,
omezení příčného proudu při přepínání můstku).
Bližší informace jak správně navinout dobrý GDT se dočtete zde.
Nyní vysvětlím proč že jsou potřebné tak veliké proudy na řízení výkonových MOSFETů.
FET znamená Field Effected Transistor - tranzistor řízený (elektrickým) polem. To navozuje dojem, že není třeba
žádných proudů a tedy žádné energie, ale omyl, zadarmo ani kuře nehrabe. Z principu má každý MOSFET konstrukční
kapacitu mezi gatem a sourcem i gatem a drainem. U výkonových MOSFETů není tato kapacita zrovna malá. U IRF640 je to
kolem 2,5 nF. Při každém sepnutí/rozepnutí je třeba tuto kapacitu nabít/vybít ze zdroje řídicího napětí. Spínáme-li
FET občas, nebo pomalu, nemusí nás to vůbec trápit. V mojem případě však potřebuju můstek překlápět s frekvencí
1,2 MHz, tedy s periodou 0,8 µs. Pro udržení rozumných ztrát však FET musí sepnout nejmíň 10x
rychleji. To vyžaduje, aby budicí zdroj s vnitřním odporem R nabil gate za 0,08 µs na alespoň 10 V,
takže vnitřní odpor R musí být zhruba R = tau / Cg = 30 Ω. V okamžiku sepnutí,
kdy je gate vybit, proteče přes 30 Ω z 15 V zdroje 0,5 A. Střední hodnota proudu je samozřejmě nižší.
Pro rychlejší sepnutí je tedy potřeba menší vnitřní odpor budiče a schopnost dodat větší špičkové proudy. V součastné
době výrobci nabízí obvody dosahující až 12 A a spínací časy kolem 40 ns. Kapacita gate-drain je znatelně
menší, ale o to zákeřnější. Způsobuje totiž tzv. Millerův efekt - přenos napětí z výstupu na vstup. Pokud např.
dolní FET rychle rozepne, napětí na jeho drainu vyletí na +Ucc, z drainu se přes zmiňovanou kapacitu přenese impuls
do gate, což může způsobit opětovné sepnutí FETu, nebo dokonce jeho proražení (max. Ugs je u většiny výkonových FETů
±20 V). Proto je potřeba, aby měl budicí zdroj malý výstupní odpor, který by minimalizoval vliv zpětného
přenosu. Přesto je ale dobrým zvykem dát mezi gate a source nějaký omezovač, např. 2 antisériově zapojené zenerky,
které případný impuls oříznou a zabrání průrazu G-S.
Další problém je, jak se zbavit MOSFET body diode - to je dioda "zapojená" mezi
drain a source (u N-kanálu anodou na source, u P-kanálu katodou na source; na schematické značce se většinou nekreslí).
Tato dioda, kterou nás výrobce "obšťastnil" je daná výrobní technologií a nelze se jí jentak zbavit. Pro pomalé
aplikace nám přijde vhod, ale při rychlejším spínání naopak tropí neplechu. Její zotavovací doba trr je totiž ukrutně
dlouhá oproti spínací době samotného FETu. Např. u IRF640 je trr = 170 ns a vypínací doba (tfall+toffdly)
30 ns. Vykuchat ji z FETu nemůžeme, ale její vliv lze jednoduše eliminovat tím, že jí nedovolíme se otevřít.
(Při rozpínání induktivní zátěže vždy teče nějaký proud zpět do zdroje a my mu musíme zajistit snadnou cestu,
jinak by nám MOSFETy prorazil). Za tímto účelem se připojí paralelně rychlá Schottkyho dioda s nižším úbytkem
Uak, která se otevře dřív. Ovšem Schottkyho diody bývají obvykle na malé napětí, takže se to řeší vřazením
další obyčejné diody do série s FETem (čímž se zvětší celkový úbytek) a přes tuto kombinaci se paralelně zapojí
rychlá dioda jak je vidět na obrázku vlevo. Pokud bychom vliv body diode neeliminovali, zůstala by vlivem dlouhé trr
otevřena i po vypnutí FETu a jakmile by sepnul druhý FET, začal by protékat příčný proud, který by FETy (při tvrdém
napájecím zdroji) doslova odstřelil. Teorii SSTC má podrobně rozpitvanou na svých stránkách
Richie Burnett, doporučuji přečíst.
Zde jsem použil pro buzení dva MAX5048, které pracují proti sobě. Díky tomu
na sekundárech získám rozkmit ±12V při převodním poměru 1:1. Mohl bych sice použít jeden budič a transformační
poměr 1:2, ale tím by se mi zvětšila 4x výstupní impedance (impedance se transformují s kvadrátem poměru závitů).
Primár je od budičů oddělen kondenzátorem. Není to sice nezbytně nutné, protože při použití 2 budičů a střídě 50%
je SS složka nulová, ale při výpadku řídicího signálu zůstane jeden budič ve stavu H a druhý ve stavu L a procházející
proud by je zničil. I tak je vhodné jim do napájení vřadit pojistku, aby je ochránila při náhodné práci do zkratu.
Obvod 75451 slouží jednak jako převodník úrovní TTL->CMOS, jednak jako obvod "deadtime control". Jeho účelem je
zamezit překryvu signálů vložením malé pauzy, kdy jsou oba signály ve stavu L a oba FETy vypnuty. Pomocí
trimru lze nakroutit pauzu pár desítek ns. V praxi se však při připojení FETů vliv nijak neuplatnil, tak nevím.
Možná by stačilo jen využít invertující a neinvertující vstup MAXe.
Pro synchronizaci s TC jsem použil PLL obvod 74HCT4046. Ten je nastaven (pomocí R1, R2, C1)
tak, aby bez vstupního signálu generoval frekvenci kolem 1,2 MHz. TC se částečně vybudí a naindukuje trochu vf
napětí do anténky PLL. Ten se na tuto frekvenci chytí a uzavře se smyčka fázového závěsu (při přeladění TC PLL automaticky
sleduje změnu). Vstup PLL je před příliš vysokým napětím chráněn dvěma clampovacími diodami. Jako anténka mi postačil
drátek pár centimetrů nebo připojení na jeden vývod feedback vinutí přes odpor.
Zde je pár oscilogramů znázorňujících průběhy napětí v důležitých bodech.
Použil jsem k tomu dvoukanálový osciloskop Grundig MO 52,
jehož jsem nyní šťastným majitelem (měřit tohle na starém Křižíkovi by opravdu nešlo :-).
Časová základna je všude 0,2 us / cm.
 |
 |
 |
 |
| Ug1, Ug2 |
Uout, Icross |
Uout, Uin |
Uout, Ipri |
Na prvním je průběh řídicího napětí na gatech. Není to žádná krása, ale navrhovat řídicí obvod na 1,2 MHz je docela
nightmare. Zde jsem zatím testoval pomocí generátoru, který nemá střídu 50%. Na druhém je výstupní napětí můstku
(které vypadá překvapivě dobře) a proud odebíraný ze zdroje naprázdno. Jak je vidět, při překlápění nějaký proud teče...
Na třetím je výstupní napětí a vstupní řídicí napětí zachycené anténkou. Na čtvrtém pak proud tekoucí do primáru TC a
napětí na výstupu můstku. Jsou zde také patrné zákmity od dlouhých přívodních drátů.
Zatím jsem testoval při napájení ze zdroje 70 VDC, délka jiskry asi 3 - 4 cm. Jiskry však byly
velmi horké až mi utavily jehlu.
MOSFET polomost II
23.5.2003 Tak se mi svojí "šikovností" podařilo celý budič
odprásknout :-(. V tom zmatku kabelů vedoucích ze zdroje jsem omylem prohodil napájejí 12 V na 35 V. Tantalové
blokovací SMD kondenzátory se mi doslova obtiskly na stůl a MAXy to samozřejmě schytaly taky.
Při hledání na Internetu jsem však našel ještě výkonnější MOSFET driver - Texas Instrument
UCC27322, který zvládá špičkový proud do gate 9 A. Za to vděčí mj. unikátní technologii kombinace bipolárníh a MOS
tranzistorů v koncovém stupni. MOS je rychlejší a bipolár má zase nižší úbytek Uce v sepnutém stavu a tím se zmenší ztráty.
Rozhodl jsem se tedy navrhnout zapojení i PCB kompletně od začátku. Nejprve jsem udělal malé porovnání posledního zbylého MAXe
s UCC27322 při buzení 10nF kondenzátoru na 1 MHz. Oscilogramy ukazují podstatně rychlejší dobu náběhu u UCC27322
(časová základna 0,2 µs / cm). Obvod jsem měl postavený jen tak na nepájku, takže se projevily delší spoje
vznikem zákmitů. Na PCB by to mělo být lepší.
 |
 |
 |
 |
| SMD pouzdro |
heatspreader |
MAX5048-10nF |
UCC27332-10nF |
Zajímavostí obvodu UCC27322 je kovová ploška na spodku jeho pouzdra. Přímo na ní je křemíkový čip obvodu a díky tomu je
umožněno účinné odvádění tepla. Obvod má (při dostatečné chladicí ploše) povolenou ztrátu 1,3 W (oproti 0,5 W
u pouzdra DIP-8)! Při návrhu nového PCB jsem se tedy snažil udělat co největší měděnou chladicí plochu, co nejširší a
nejkratší silové a napájecí přívody. Kde se jen dalo, jsem zapájel blokovací tantalové a keramické SMD kondenzátory.
Protože budiče na 1,2 MHz opravdu topí, posílil jsem chlazení ještě dvěma vinglíky z měděného plechu připájené na
chladicí plochu kolem integrovaných obvodů.
Také jsem převinul GDT trifilárně 3 x 16 závitů na nové kvalitní feritové jádro
Amidon FT 82-43
(d1 = 21 mm, d2 = 13 mm, h = 6,4 mm, Bmax = 0,275 T, µr = 850 - 3000 do 30 MHz)
z GES Electonic za asi 90 Kč. (Na fotce PamifdCB je osazen ještě starý GDT).
A zde je schéma zapojení:
Funkce obvodu je velmi podobná předchozímu zapojení. Akorát jsem trochu vylepšil obvod
deadtime control, kde jsou nyní 4 schmitt-invertory, které jednak samy zajišťují minimální deadtime díky svému
zpoždění, jednak rovnají zintegrovanou hranu obdélníka za RC článkem na vstupu NOR hradla (které nemá shmittovy vstupy).
Při příchodu signálu CLK v úrovni H se signál rozdělí. Jedna složka jde přímo na vstup NOR hradla, druhá složka je nejprve
zpožděna a pak zavedena na druhý vstup NOR hradla. Na výstupu NOR se objeví okamžitě úroveň L, protože stačí, aby byl
aktivní jen jeden ze vstupních signálů (viz funkční tabulka). Po překlopení signálu CLK do L, je ještě určitou dobu
druhý vstup na úrovni H vlivem zpoždění a na výstupu je stále úroveň L. Pak se teprve překlopí na H. Dobu zpoždění
lze nastavit trimrem v rozmezí asi 30 - 80 ns. Díky tomu trvá výstupní stav L déle než stav H. Stejně
je tomu u invertovaného signálu CLK pro druhý budič. Tím je dosaženo určitých prodlev mezi překlopením jednotlivých
signálů a nemůže tak dojít k překryvu.
| A |
B |
non A |
OR |
NOR |
AND |
NAND |
| 0 |
0 |
1 |
0 |
1 |
0 |
1 |
| 0 |
1 |
1 |
1 |
0 |
0 |
1 |
| 1 |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
1 |
| 1 |
1 |
0 |
1 |
0 |
1 |
0 |
 |
 |
 |
 |
| Uout UCC27322 |
Uout GDT |
Uout GDT-FETs |
Uout, Iout |
Na prvním oscilogramu je výstupní napětí obou UCC27322 bez připojeného GDT
(0,5 µs / cm). Na druhém je napětí na sekundáru GDT bez připojených FETů (0,2 µs / cm),
na třetím pak s připojenými FETy. Na čtvrtém je výstupní napětí můstku a výstupní proud do primáru TC. Při správném
vyladění by měl být proud i napětí ve fázi. Pak by docházelo ke spínání FETů při nulovém proudu (soft-switching) a
snížení ztrát. Zatím jsem to nevyladil. Také se mi osvědčilo připojit primár TC přes kondenzátor takové kapacity,
že je s ním v rezonanci na stejném kmitočtu jako sekundár TC místo připojení na kapacitní dělič poměrně velkých kapacit.
Napřed jsem testoval na 35 VDC a 70 VDC dále na reguláku s filtrací 100µF,
kde jsem se dostal asi na 150 V při odběru 2,5 A. Jiskry byly 8 - 9 cm dlouhé a hodně horké.
Když jsem zkusil šroubovákem vytáhnout oblouk, FETy se prorazily. Při dalších pokusech sem jich odpálil pěknou
hromádku, není to zrovna levná zábava. Při průrazu, se obvykle zkratovaly všechny 3 elektrody, takže budiče budily
do zkratu. Do jejich napájení jsem dal 400 mA rychlou pojistku, která se při průrazu vždy přepálila a ochránila
budiče před úmrtím. K problémům docházelo taky při napájení z nefiltrovaného zdroje, kdy se obvod špatně synchronizoval.
Zřejmě je problém zakopaný někde kolem PLL obvodu a jeho filtru. Při rozladění pak dojde k mnohem většímu namáhání
FETů než v rezonanci a jejich zničení. Nebo je prostě 1,2 MHz na ty součástky moc, zatím nevím o nikom, komu
by tohle na podobných frekvencích fungovalo (většinou max. 400 kHz), ale nechci se tím nechat odradit. Možná
navinu větší TC, který by měl mít nižší rezonanční frekvenci...
29.8.2003 Dříve jsem se moc nezmínil o připojení vlastní
TC k můstku a tak bych to nyní napravil. Existují totiž hned tři možnosti:
první je zajímavá tím, že vůbec nepoužívá primární vinutí. Výstupní napětí můstku se připojí přímo na spodek cívky (odtud
v angličtině 'base feed method'). Výhoda je v tom, že se nemusíme motat s primárem, přemýšlet nad jeho závity a vazbou. Je sníženo
i riziko přeskoků jisker na spodní část vinutí. Obvod je jednoduší k analýze, viz teorie.
Zásadní nevýhodou je jeho relativně vysoká impedance při rezonanci, což si vynucuje použít až několik tisíc voltů což není s
dnešními MOSFETy snadné. Navíc je sekundár galvanicky spojen se zdrojem můstku, obvykle sítí, což není zrovna nejbezpečnější.
Uprostřed je klasické zapojení (na zahraničních webech jsem zatím ani žádné jiné neviděl),
které využívá nerezonanční primární vinutí. Druhý vývod je připojen na střed kapacitního děliče, který slouží jednak jako
oddělovač SS složky a jednak jako vf filtr napájecího zdroje. Díky transformačnímu efektu je impedance při rezonanci mnohem
nižší než v prvním případě. Sekundární vinutí je také přirozeně odděleno od budicího zdroje.
Třetí zapojení využívá rezonující primární vinutí, kdy je do série zařazen kondenzátor s
takovou kapacitou, aby rezonanční frekvence byla stejná jako samotného sekundáru. Impedance v rezonanci je pak ještě nižší
než v druhém případě. To umožňuje použít nižší napájecí napětí, nebo se stávajícím zdrojem daného napětí (obvykle sítí, to
by mohlo zajímat ty se 120V rozvodem) a odpovídajícími FETy většího výkonu.
16.9.2003 Nakonec jsem se rozhodl navinout nový větší transformátor,
který bude mít nižší rezonanční frekvenci a tím bude méně problémů se spínáním nebohých polovodičů. Více o
BigTC zde. Nyní mám rezonanční frekvenci kolem 330 kHz. Díky tomu jsem si mohl dovolit koupit
výkonnější MOSFETy IRFP460 (500 V, 20 A, 250 W, 0,22 R). Ty mají samozřejmě znatelně vyšší kapacitu Cg,
takže by mi při 1,2 MHz nejspíš shořeli budicí obvody UCC27322. Při 300 kHz jsou však jen mírně teplé, takže je to OK.
Nové FETy se zdají být dosti robustní, protože se mi je ještě (klepu na dřevo) nepodařilo odprásknout ;-). S novými FETy jsem
ještě vyměnil jejich sériové diody v sourcech za výkonnější Schottky diody SR3060 (2 x 30A ).
Bohužel se zde vynořil jeden závažný problém s PLL obvodem. Jak jsem byl
upozorněn, tak výstup 1. komparátoru xx4046 posouvá fázi o 90° když je zavěšen! Tím se tedy vysvětluje ten fázový posuv na
oscilogramech. Zkusil jsem tedy použít zbývající dva komparátory, ale bez úspěchu. Komparátory 2
a 3 bez vstupního signálu nastavují VCO PLL na nejnižší kmitočet. Ten jsem nastavil na 260 kHz. Maximální kmitočet jsem
omezil na 450 kHz. Problém je v tom, že se PLL odmítá zavěsit ať s ním dělám co sním dělám. Buď produkuje dolní nebo
horní mezní frekvenci, nebo se chytí na nějakém jiném špatném kmitočtu. Když už se náhodou chytí správně, tak je zavěšení
velice nestabilní, na osciloskopu je vidět hrozný jitter frekvence a zvuk jisker je podivně pištivý a skřípavý. Při zvýšení
nebo snížení napájecího napětí můstku se pak závěs rozpadne. Zkoušel jsem vřadit invertor mezi výstup PLL a vstup budiče.
Feedback signál jsem zkoušel odebírat nejen anténkou, ale i proudovým transformátorkem na spodku sekundárního vinutí
(snímání proudu), ale vše bez úspěchu.
Nevím jak je možné, že se první komparátor zavěsí bez problémů už při minimálním napájecím
napětí a druhé dva ne. Zkoušel jsem pak i takovou bizarnost, že jsem zapojil 2 PLL do kaskády s nadějí, že se posuny
sečtou na 180° a pak to invertorem srovnám na 360°, ale fungovalo to jen při malém napájecím napětí. Při jeho zvyšování
se fázový posuv rychle změnil na zhruba 90°.
Momentálně mě nenapadá žádné řešení a tak prosím o pomoc ty, kteří mají s obvody xx4046 nebo
jinými PLL zkušenosti, o radu.
 |
 |
 |
| 2 PLL v kaskádě |
Upri vs Usec |
Upri vs Usec |
13.8.2004 Tak dnes jsem se konečně dostal k update stránek,
abych popsal pokroky s SSTC zejména z období Vánoc a zimního zkouškového. Mezitím už SSTC řadu měsíců vcelku úspěšně
funguje při výbojích dlouhých až 38 cm (při napájení ze sítě 230 V). Ale tak popořádku...
Po řadách experimentů se mi tišťák s polomostem a budicími obvody zdál už celkem odladěný
a tak jsem se rozhodl postavit pro to nějakou pěknou škatulku, aby se to jen tak neválelo po stole. Zároveň jsem při
návrhu kladl důraz na chlazení a RF stínění. Jako základ posloužilo "L" z hliníkového plechu tloušťky 3 mm (spodek a
jedna stěna), které nese profil černěného žebrovaného chladiče 12 x 10,5 x 3 cm sloužícího
jako další stěna. Protější stěna nesoucí ovládací prvky je z téhož plechu. Zbývající stěna je z dřevěného prkna
potaženého zevnitř alobalem. Vršek jsem zatím neřešil, protože se dovnitř stále hrabu. Plošný spoj můstku je upevněn
na spodku pomocí distančních sloupků tak, aby výkonové tranzistory přiléhaly na vnitřní plochu chladiče. Aby byl
tepelný odpor mezi pouzdrem tranzistoru a chladičem co nejmenší, což je v pulsním režimu velmi důležité, tak jsem
koupil v GESu kaptonové podložky, které mají při tloušťce pouhých 0,05 mm
izolační pevnost 3,9 kV a tepelný odpor cca 0,53 K/W (podložka pro pouzdro TO-247), což je
oproti silikonu, který má Rth cca 0,7 - 1 K/W o něco méně. Výrazně menší tepelný odpor mají
keramické izolační podložky z Al2O3,
které mohou při tloušťce 1 mm dosáhnout Rth až 0,19 K/W. Chladič i tranzistor jsem
ještě potřel bílou silikonovou pastou. Aby se tranzistory mohly trochu chladit i z vrchu, i když zde je přestup
tepla mnohem menší, přišrouboval jsem zepředu ještě malý "U" profil, takže tranzistory jsou jako v sendviči.
Alespoň mi střepiny při případné explozi nerozmetají okolní elektroniku...
Vzhledem k plánovaným vyšším výkonům jsem vyměnil diody kolem MOSFETů za typ FYAF3004DN
(rychlá schottky dioda 2 x 30A na 40 V v izolovaném pouzdře TO-3PF zapojená v sérii s MOSFETy) a RHRP1560
(hyper-rychlá dioda 15 A na 600 V, trr = 35 ns v pouzdře TO-220 zapojená paralelně k sériové
kombinaci MOSFET-schottky dioda), které jsem připevnil na malý žebrovaný profil přidělaný ke spodní stěně. Dále jsem
dovnitř zabudoval stabilizovaný zdroj +5 V a +12 V pro řídicí elektroniku a gate-drivery, tyristorový
předregulátor, který měl za úkol nahradit regulační transformátor, přepínatelný bank filtračních kondenzátorů 220µF
a 390µF a síťový RF filtr.
Výsledek vypadá nějak takto:
Chtěl jsem, aby zařízení bylo nezávislé na velikém, těžkém a výkonově stejně nedostačujícím
reguláku a tak jsem použil klasický půlvlnný fázově řízený usměrňovač s tyristorem 2N6509 (předtím BT151 800R). S tyristorem
jsem pro jistotu zapojil do série ještě diodu, kdyby se náhodou šlehnul. Jedním spínačem je také možné tyristor přemostit,
aby se zbytečně nepekl při maximálním výkonu, ale jak se později ukázalo, tyristor je celkem studený. Vyskytnul se zde ale
jeden veliký problém, plynoucí už z podstaty principu tyristorové regulace: tyristor spíná s fázovým zpožděním 0 - 180°
(prakticky u mě asi 30 - 170°) a to velmi rychle. Při 90° vylítne napětí prakticky z 0 na +320 V během pár
mikrosekund. To se ale velmi nelíbí připojeným filtračním kondenzátorům a ani PLL se tak rychle nechytí. Když jsem to
zkoušel ještě na stole, měl jem tam připojený 10µF elektrolytický kondenzátor, který se během pár vteřin pěkně
rozpálil a tak tak jsem to stihnul vypnout před jeho explozí (já vím, že je to celkem zábava bouchat kondíky, ale smrdí
to jak blitky a je z toho hroznej bordel, takže doma to nezkoušejte, rači jen ve škole ;-). S větším kondíkem by díky
velkému proudovému nárazu nejspíš vylítly jističe nebo lupnul tyristor. Takže jako jedinou možnost jsem viděl zapojit
do série tlumivku, která ten ostrý náběh zpomalí na něco jako půlsinusovku. Jako tlumivku jsem použil nějaké bago
pro 250W výbojku z veřejného osvětlení. Není zrovna nejlehčí, ale pořád mnohem menší než regulák. Dovnitř se mi už
samozřejmě nevešla, takže ji mám připojenou venkem přes banánky. Pokud není připojen žádný filtrační kondenzátor, tak
zas hrozí vznik vysokonapěťových špiček na napájecí větvi, proto jsem tam ještě přidal tři varistory. Dále se navíc
tlumivka ukázala jako nezbytná pro omezení špičkového proudu odebíraného můstkem, protože bez ní mi FETy asi po půl
minutě odešly. Zde je schéma zapojení napájecí a výkonové části:
a řídicí části:
a ještě nějaké průběhy na tyristorovém regulátoru bez a s filtrací:
 |
 |
| bez Cf |
s Cf |
Dále jsem se zabýval PLL obvodem a došel až k šokujícímu zjištění, že jsem celou
dobu měřil výstupní proud blbě a onen fázový posuv vznikal zřejmě na malém snímacím odporu pro měření osciloskopem,
který se však spíše choval jako cívka. Já se tak celou dobu snažil zlikvidovat fázový posuv, který ve skutečnosti
neexistoval a není divu, že když se mi tam těch 90° podařilo uměle přidat, tak to přestalo fungovat. Nyní používám
k měření proudový transformátor zakončený bezindukčním 75Ω odporem, který jsem vykuchal z nějakého monitoru,
kde jím byl prostrčen nějaký vodič jdoucí k vn trafu. Nejprve jsem to vyzkoušel s odporovou zátěží (žárovka a nějaké
vysokoohmovější odpory), abych se přesvědčil, že to ukazuje tak jak má. Tento transformátorek není na měření nic
extra, ale tak na orientační měření to stačí.
Po připojení TC se ukázalo, že průběhy jsou celkem v pořádku a fázový posuv je relativně
malý. Při ručním ladění PLL pomocí trimru (děliče) připojeného na VCOin (bez zpětné vazby) se opět ukázalo, že maximální
jiskry jsou dosaženy při nulovém fázovém posuvu výstupního napětí a proudu, který jsem však dříve viděl jako 90-ti stupňový.
Aby zas všechno nebylo tak ideální, zjistil jsem, že se fázový posuv trochu mění s výstupním výkonem, resp. mohutností
jisker:
 |
 |
 |
| Uout, Iout |
Uout, Iout |
Uout, Iout |
Proto jsem k PLL obvodu ještě přibastlil trimr (dělič) připojený přes 20kΩ odpor na VCOin
se kterým se dá jemně doladit fáze např. tak, aby byl posuv nulový při max. výkonu, kde je to nejdůležitější. Možná
kdyby se ke snímání místo anténky použilo proudové trafo na spodním konci sekundárního vinutí, tak by to bylo stabilnější,
ale zatím s tím moje experimenty nebyly moc úspěšné.
audiomodulace
Taky mě ještě napadla geniální myšlenka, jak jednoduše TC modulovat nízkofrekvenčním
signálem. Sice jsem už dříve na Internetu zahlédl něco o "audio-modulated TC", ale tam
to prováděli poměrně složitě modulací napájení nebo PWM modulací můstku. Přitom PLL se k tomu přímo nabízí, stačí
přes kondenzátor na vstup VCOin navázat zdroj signálu, např. z výstupu pro sluchátka nf. zesilovače a je to. Teď si
možná říkáte, že je to nějaká blbost, protože přes VCOin se dá udělat jedině frekvenční nebo fázová modulace. Jenže
díky tomu, že TC je laděný rezonátor, tak při změně frekvence mimo rezonanci dochází automaticky i k poklesu
amplitudy a tedy amplitudové modulaci. A k čemu že je to dobré? Jednak to lze skutečně použít jako AM vysílač
na dlouhých/středních vlnách (pro větší dosah by však bylo třeba připojit odpovídající anténu) a nebo jako tzv.
plazmový reproduktor. Ono jak jsem s překvapením zjistil, tak modulovaná korona velice pěkně hraje, asi jako
výškový reproduktor (chybí basy) a to i docela nahlas. Zkreslení závisí na nastavení pracovního bodu na rezonanční
křivce, nejlépe je to posunout kousek mimo rezonanci, aby modulace probíhala na jejím boku. Signál je však zašuměn
syčením korony. Od 3 MHz výše je údajně korona úplně tichá, takže pak poslech už nic neruší. Takové
frekvence lze však dosáhnout jen s hodně malou TC, řádově jednotek centimetrů a její buzení rozhodně není legrace.
I když dnes již např. firma IXYS vyrábí výkonové MOSFETy pro frekvence do 30 MHz,
tak rozhodně nejsou levné a u nás se beztak neseženou. Vývojem malé TC přímo za tímto účelem se zabývá
EasternVoltageResearch pod názvem PlasmaSonic.
Pomocí dig. foťáku Canon PowerShot A70
(proto je video v 15 FPS a zvuk jen 11 kHz / 8 bit) jsem se pokusil natočit krátkou
ukázku-sestřih (DivX 5.1; 1,86 MB) svojí audiomodulované tesly.
Naschvál jsem to trochu přemoduloval, aby byly zřetelné změny výbojů. Poprvé se mi to hrozně líbilo, že jsem strávil
několik hodin přehráváním různých písniček přes TC a také je úspěšně naladil na dlouhých vlnách na rádiu vedle v
kuchyni. Pro malé zkreslení je třeba nastavit poměrně malou hloubku modulace, takže to na první pohled na výbojích
ani není znát. Zde je schéma poslední verze PLL obvodu:
také je důležité důkladné stínění:
Na PBC je vidět ještě invertor 74HCT04, s jehož pomocí si jumperem můžu zvolit
inverzi výstupního signálu, ale to lze provést i třeba prohozením vývodů primáru TC, takže tam není nezbytně nutný.
O efektu buzení inverzním signálem se zmíním níže. Pro tišťáček jsem spájel malou škatulku z šesti kousků jednostranného
kuprexitu, která slouží jako stínění. Předtím se mi totiž do obvodu na nepájku indukovalo vf napětí z výbojů a
dělalo to divy. Horní stěna není připájená natvrdo ale spojená dvěma drátky jako panty aby se dala odklápět. Malým
otvorem prochází anténka-kus drátu dlouhý asi 10 cm. Na pravé straně pak je zásuvka-jack pro nf. signál a kablík
s napájením a výstupním TTL signálem pro MOSFET budič.
Oživování polomostu nebylo vůbec bezbolestné. Celkem jsem odprásknul asi deset párů
MOSFETů. Zpočátku to bylo kvůli nevychytanému a nestíněnému obvodu PLL, pak když jsem se pokusil vyřadit filtrační
tlumivku, při pokusu o snižování počtu primárních závitů a při experimentech s rezonančním kondenzátorem.
Nejprve jsem primár TC připojoval bez rezonančního kondenzátoru, tedy studený konec
vinutí byl připojen ke kapacitnímu děliči z 1µF fóliových kondenzátorů. Takto jsem však dosáhl poměrně malých a
tenkých výbojů, max. 20 cm proti zemi při RMS odběru asi 200 W. Při zapojení filtračních kondenzátorů se
výboje výrazně zkrátily, zato se však zvýšila jejich teplota, že docházelo k utavování hrotu. Odběr se také zvýšil
asi na 300 W. MOSFETy byly přitom jen vlažné a tak jsem si říkal, že by to asi chtělo menší počet závitů
na primáru. Dvakrát jsem to zkoušel, ale vždy to skončilo velmi rychlou smrtí FETů (přitom bez výraznějšího
oteplení) aniž by se výboje nějak prodloužily. Takže to asi nebude ta správná cesta. Zde je jen malá část
polovodičů, které přitom zaplatily životem. BTW jak je vidět, tak pojistka v síťovém přívodu je spíš na parádu,
protože v 90% případů odešla společně s FETy, občas i za doprovodu sklapnutí jističů. Navíc se v pouzdře občas
úplně rozlítla na kusy, že jsem ji musel pracně vyklepávat a vymetat ven.
Silicon Heaven
Dále jsem se skoro výhradně zabýval zapojením s rezonujícím primárem. V zahraničí
se to už taky rozšířilo (troufám si tvrdit že moje zapojení bylo jedno z prvních, už někdy z konce srpna 2003)
pod názvem DRSSTC jako Double Resonant Solid State Tesla Coil. Primár je tedy
připojen přes kondenzátor, který svou kapacitou naladí primární obvod na stejnou frekvenci jako sekundární
vinutí. Opět je vhodné ladit o něco níže, protože s růstem výbojů rezonanční frekvence sekundáru klesá.
Na primárním vinutí (a taky na kondenzátoru) se nakmitá vyšší napětí (až několik 1000 V) které po transformaci
způsobí i vyšší napětí na sekundáru. Kondenzátor však musí být velmi robustní protože přes něj tečou
velké proudy. Poprvé jsem tam měl paralelně několik diskových keramických kondenzátorů, které se usmažily
během deseti vteřin. Celkem se mi osvědčily impulsní fóliové kondenzátory z vychylovacího obvodu monitorů a
televizí, které mají typicky několik nF na 1500 až 2000 V. V GME jsou
k dostání FKP1 kondenzátory WIMA, ale jsou pěkně drahé, kus kolem 30,- takže by sérioparalelní baterie MMC
vyšla docela draho. V současnosti zde mám paralelní kombinaci 5,6 + 5,6 + 0,47 nF,
celkem tedy 11,6 nF tak, aby primár rezonoval na 340 kHz. Dochází zde ovšem k už zmiňovanému efektu
rozštěpení rezonance (při nadkritické vazbě) na dva peaky, jeden leží kolem 290 kHz a druhý na 405 kHz.
Zajímavé je, že větších a mohutnějších jisker dosáhnu na 405 kHz, zatímco na 290 kHz jsou výboje menší,
zvuk není čistě 50Hz bručení ale zní trochu praskavě a jiskry jsou rozvětvenější, což svědčí o nedobrém naladění.
Přepínání těchto dvou frekvencí se mi povedlo dosáhnout právě výše zmiňovaným invertorem na výstupu PLL,
ale popravdě řečeno to moc nechápu... Na vyšším rezonančním peaku jsou jiskry málo větvené a je slyšet
50Hz bručení.
Touto úpravou jsem sice dosáhl 35 - 40 cm dlouhých jisker, ale také se pěkně
zvýšil odběr (až 800 W bez filtru) a hlavně to celé pěkně topí. Po pár minutách se ohřeje profil chladiče
na odhadem 60°C, to samé kondíky. Dokonce i primární vinutí z 2mm drátu je pěkně teplé. Na druhou stranu
ale málokdy nechávám běžet TC takhle dlouho na plný výkon. Možná by taky pomohlo přidělat na chladicí profil
nějaký pořádný ventilátor. Zde je tabulka naměřených příkonů (měřen činný RMS příkon pomocí multimetru
Metex M-3860M, při max. otevřeném tyristoru ze sítě při 230 V) celého zařízení v závislosti na konfiguraci:
| SSTC |
DRSSTC |
filtrace |
| 197 W |
645W |
bez filtrace napájení, s tlumivkou |
| 217 W |
850 W |
bez filtrace napájení a bez tlumivky |
| 288 W |
960 W |
s filtrací 220µF, s tlumivkou |
| 495 W |
- |
s filtrací 220µF a bez tlumivky |
Pomocí reguláku jsem také zkusil změřit závislost délky jisker na příkonu:
což odpovídá zhruba odmocninové závislosti. Pokusil jsem se tedy sestavit empirický vztah (čárkovaně)
pro délku výbojů: l = k*(P-P0)q, [cm; W] s parametry k = 1,7;
q = 0,46 a P0 = 110. Pokud použijeme místo polomostu plný můstek, získáme sice 2x větší
napětí a proud, tedy 4x větší příkon, ale jiskry se prodlouží zhruba jen 2x. Délka jisker však závisí na
mnoha dalších faktorech, jako např. střída, tvar modulační obálky, toroid, atd., takže toto bylo spíše jen pro
relativní porovnání na jednom konkrétním typu SSTC.
IGBT polomost
15.8.2004 Nyní bych vás chtěl seznámit s novou progresivní spínací polovodičovou
součástkou-tranzistorem IGBT. Zkratka IGBT znamená Insulated Gate Bipolar Tranzistor, tedy bipolární
tranzistor s izolovaným hradlem. Nejedná se o žádnou horkou novinku, o IGBT jsem věděl již dávno,
ale jen o těch velikých blocích pro spínání extrémních výkonů, které ale byly moc pomalé a tím pádem
pro moji SSTC naprosto nepoužitelné. Nedávno jsem si prohlížel katalogové listy firmy
Fairchild a narazil na pár menších IGBT s dynamickými
parametry blížícími se nebo dokonce lepšími než u běžných MOSFETů a tedy vhodnými pro stavbu SSTC.
Zjednodušeně lze říci, že IGBT kombinují výhody tranzistorů MOSFET (ovládání elektrickým polem)
a bipolárních tranzistorů (malé saturační napětí Uce). Z toho plyne menší ztrátový výkon při
sepnutém stavu. Navíc s rostoucí teplotou se Rdson u MOSFETu dále zvyšuje, zatím co u IGBT Uces klesá.
Srovnáme-li např. MOSFET IRFP460 (Udsmax = 500 V, Id = 20 A,
Rdson = 0,27 R) a IGBT FGH20N6S2D (Ucemax = 600 V, Id = 28 A,
Ucesat = 2,5 V @14 A), tak na MOSFETu bude při Id = 14A úbytek 3,78 V
a ztráta 53 W, zatímco na IGBT jen 35 W. IGBT jsou také robustnější, zvládají větší špičkové proudy
a dokonce můžou pár µs pracovat do zkratu (tzv. short circuit rated) - doba závisí na napětí Uge. Další
obrovskou výhodou je, že struktura neobsahuje žádnou zpětnou diodu mezi kolektorem a emitorem, jako je tomu u
MOSFETu, a tak má výrobce možnost buď integrovat dovnitř nějakou odpovídajícně rychlou diodu
(s trr kolem 35 - 70 ns), nebo nechat její výběr na uživateli. Tím se tedy zjednodušuje
struktura můstku (a zmenšuje parazitní indukčnost v obvodu). Hradla IGBT mají zhruba stejnou nebo menší
kapacitu než odpovídající MOSFETy, napětí Uge je typicky (±20 V, ±30 V pulsně).
Prahové napětí je však o něco vyšší. Dynamické parametry nových typů jsou v celku na úrovni, co je však
zajímavé, že většina IGBT má nápadně dlouhou prodlevu toff_delay oproti ton_delay (např. 55 / 13 ns).
Tato asymetrie pak prodlužuje dobu, kdy jsou sepnuty oba tranzistory (zatímco dolní tranzistor sepne skoro
okamžitě, tak hornímu rozepnutí chvíli trvá, nebo naopak) ve větvi můstku a teče přes ně veliký proud z
napájení, pokud to tedy není ošetřeno obvodem deadtime. Na druhou stranu IGBT mohou krátkodobě pracovat do
zkratu, takže by jim to nemělo vadit, jen se zbytečně víc ohřívají. Zde jsem si vytvořil takovou malou pracovní
tabulku porovnání nejdůležitějších parametrů několika IGBT a MOSFETů.
Protože MOSFETy v mojí DRSSTC dostávají pěkně zabrat, rozhodl
jsem se je vyměnit za IGBT FGH50N6S2D (Ucemax = 600 V, Id = 75 A,
Ucesat = 1,9 V @30 A, Qg = 70 nC @15 V),
který snad všemi parametry převyšuje stávající (už poměrně zastaralé) MOSFETy IRFP460. Budič
jsem tedy nechal beze změn a vyměnil pouze tranzistory. S novými IGBT se vše rozjelo hladce
na první zapnutí. Řekl bych, že topí o něco míň, ale stále poměrně hodně. Dokonce jsem zaznamenal
mírné prodloužení výbojů (a taky růst spotřeby, bez filtru na max. až 850 W), ale v tu samou dobu
jsem měnil i rezonanční kondík, takže to může bít spíše tím. Změřil jsem celkový odběr budiče
170 mA bez napětí na IGBT a 217 mA na maximální výkon při 380 - 400 kHz.
Jen tak pro zajímavost jsem zkusil změřit oteplení chladiče za dobu
90 s na max. výkon. Teplotu jsem měřil v otvoru chladiče asi 2 cm od pouzdra tranzistoru
digitálním teploměrem Dallas DS18B20 připojeným k PC (mimo jiné sběrnice Dallas 1-wire ukázala
dobrou odolnost proti vf rušení ;). Ze 30°C vzrostla teplota na 45°C (maximum dosaženo
vlivem setrvačnosti až nějakou dobu po odpojení). Rozdíl je tedy 15°C. Dále jsem vypočítal
tepelnou kapacitu chladicího profilu s částí přiléhajícího plechu C = 388 J/°C.
To znamená, že tranzistory musely vytápět výkonem nejméně 65 W. Akorát nevím kolik tepla se mi
během té doby vyzářilo a odvedlo do vzduchu, takže ona hodnota nemá moc valnou hodnotu :-\,
prostě jen minimální ztráta...
Zde je průběh napětí na gate horního MOSFETu (2 oscilogramy vlevo)
a horního IGBT po výměně (2 oscilogramy vpravo), nejprve na minimální výkon, kdy ještě není
locklý PLL a pak na maximální výkon.
 |
 |
 |
 |
| Ugs, min.power |
Ugs, max.power |
Uge, min.power |
Uge, max.power |
A zde konečně nějaké výboje, první foto vlevo je bez rezonančního kondíku,
ostatní s ním, vše na maximální výkon. A ještě jedno video
(DivX 5.1; 176 kB). Jako další projekt mám v plánu postavit plný můstek s IGBT FGH60N6S2
s nějakým inteligentnějším budicím obvodem.
8.8.2005 Když už mám k dispozici výkonný
VN/VF zdroj, zkusil jsem si také podomácku vyrobit Geisslerovu trubici.
Primitivní a rychlý experiment lze provézt např. se starou skleněnou injekční stříkačkou, kterou ucpeme
třeba nasliněným prstem, vytáhneme píst, čímž se uvnitř válce vytvoří prostor s nízkým tlakem a vložíme
do VF pole teslova transformátoru. Při dostatečné intenzitě se uvnitř zapálí doutnavý výboj. S plastovou
stříkačkou to zkoušet nedoporučuju, protože se rychle roztaví a popálíte si prsty od výboje. Fungovalo
mi to na první pokus, ale chtělo by to něco většího.
Vybral jsem si protáhlou sklenici od oliv (výška asi 14 cm), do jejího
víčka jsem udělal díru a zapájel tam kousek měděné trubičky. Na vnitřní stranu jsem připájel hrot jehly
jako jednu elektrodu. Druhou elektrodu volně ležící na dně, která bude kapacitně vázaná přes sklo,
jsem udělal ze šroubku zbroušeného do hrotu s našroubovanou větší podložkou, tak aby hrot mířil ode dna
vzhůru. Trubičku z víčka jsem pak napojil kouskem hadičky na sání kompresoru z lednice. Výstup z kompresoru
jsem další hadičkou zavedl do sklenice vody, zapnul kompresor a čekal dokud to nepřestane bublat. O dosaženém
podtlaku nemám moc představu - nemám to čím změřit. Pak jsem hadičku od sklenice pevně stisknul kleštěmi,
odpojil od kompresoru a zacpal kovovým válečkem. Při této operaci se tam může dostat nějaký vzduch navíc,
proto jsem to zkoušel několikrát až jsem byl s výsledkem spokojen. Po přiblížení sklenice k zapnutému
tesláku se pěkně zapálil výboj mezi ostrým šroubkem na dně a jehlovým hrotem ve víčku. Po 14 dnech už byly
výboje o něco slabší a po pár měsících se mi už nepodařilo zapálit výboj po celé délce. Je mi jasné,
že takový bastl nemůže být dokonale hermetický, to bych musel mít celoskleněnou baňku a řešit zátav...
10.11.2008 Na letošním
Teslathonu 2008 jsem svůj polomost s IGBT pěkně potrápil.
Po delším tahání oblouku do žárovky došlo náhle k zatemnění místnosti a vypálení pojistek na baráku
(paradoxně malá trubičková pojistka T 6,3 A v přístroji zůstala celá). Myslel jsem, že odešly IGBT,
ale po měření doma jsem zjistil, že pukly ochranné varistory na hlavní napájecí větvi polomostu a
následně se díky zkratu prošlehly diody v tyristorovém regulátoru, ale IGBT naštěstí přežily.
Dvojici varistorů jsem nahradil třemi většími na 4,5 kA pulsního proudu ze
Semicu.
Když jsem se díval na dostupnost použitých IGBT FGH50N6S2D a FGH60N6S2 od
Fairchildu, zjistil jsem, že už je Fairchild přestal vyrábět. Posledních pár kusů se dá koupit od
Farnellu
a Arrow. Poslal jsem tedy dotaz
na tech. podporu Fairchildu, jaká je vhodná náhrada těchto IGBT a byly mi doporučeny HGTG30N60A4,
HGTG40N60A4, FGH60N60SF. U těchto IGBT mě však dost zklamal velký náboj hradla a dlouhé vypínací zpoždění
tdoff (viz tabulka níže), které zcela jistě nepřispěje k hladkému spínání můstku na vysokých frekvencích.
Bylo mi řečeno, že tyto IGBT mají nižší ztrátovou energii zapnutí/vypnutí Eon, Eoff než předchozí typy.
Domnívám se ale, že při spínání v můstku spíš hraje roli souhra časů tdon, tr, rdoff, tf, aby se
minimalizoval čas, kdy jsou sepnuty oba tranzistory. S dotazem jsem se obrátil i na distributora
Starmans Electronics, kde mi nabídli alternativu
od IXYSu IXGH40N60C2D1 za docela příznivou cenu 149,- s DPH a tak jsem hned koupil dva kousky na
testovaní. Řekl bych ale, že původní IGBT zatím nic nepřekoná. Přehled parametrů zmiňovaných IGBT:
| IGBT type |
Uce [V] |
Uces [V] |
Ic [A] |
Pd [W] |
Qg [nC] |
tdon [ns] |
tr [ns] |
tdoff [ns] |
tf [ns] |
D-trr [ns] |
| FGH50N6S2D |
600 |
1,9 |
75 |
463 |
70 |
13 |
15 |
55 |
50 |
50 |
| FGH60N6S2 |
600 |
1,9 |
75 |
625 |
140 |
18 |
15 |
70 |
50 |
- |
| HGTG30N60A4 |
600 |
1,8 |
75 |
463 |
225 |
25 |
12 |
150 |
38 |
- |
| HGTG40N60A4 |
600 |
1,7 |
75 |
625 |
350 |
25 |
18 |
145 |
35 |
- |
| FGH40T65SHDF |
650 |
1,5 |
80 |
268 |
68 |
18 |
27 |
64 |
3 |
100 |
| FGH40N60SMD |
600 |
1,9 |
80 |
349 |
119 |
15 |
22 |
116 |
16 |
36 |
| FGH60N60SF |
600 |
2,3 |
120 |
378 |
198 |
22 |
44 |
144 |
43 |
- |
| IXGH40N60C2D1 |
600 |
2,0 |
75 |
300 |
95 |
18 |
20 |
90 |
32 |
100 |
| C2M0080120D SiC FET |
1200 |
80 mΩ |
31 |
208 |
49 |
12 |
14 |
23 |
18 |
40 |
Uces, Ic, Pd, txx @25°C, Uces @40 A, trr @30 A, Qg @15 V
V budoucnu budou velmi zajímavou alternativou
IGBT tranzistory z karbidu křemíku (SiC),
které jsou rychlejší, mají menší Uces, netrpí hlubokou saturací a zvládají vyšší provozní teploty. S nimi
by bylo možné snížit ztráty více než o 50%, ale zatím je k dispozici jen pár typů za velmi vysoké ceny.
17.12.2013 UPDATE: tak to vypadá, že se začíná
blýskat na lepší časy a ceny SiC polovodičů výrazně poklesly. Náhodou jsem objevil výkonový 1200V SiC MOSFET
C2M0080120D
od Cree (viz poslední řádek tabulky výše), který lze koupit na Digikey
za 16,67 $ nebo u Mousera
za 13,33 euro, to už jsou podobné ceny jako za rychlá IGBTčka (avšak poštovné je poněkud dražší).
Tento FET je ďábelsky rychlý při podstatně nižších nárocích na buzení gate. Myslím, že 1MHz můstek by
uchodil jako nic. Jediným problémem tohoto SiC FETu je asymetrické buzení gate max. -10 / +25 V, což
znemožňuje jednoduché buzení přímo z GDT. Pro důkladné sepnutí by měl dostat alespoň 16 - 20 V na gate.
24.12.2008 Napadlo mě, že bych mohl trochu
zvelebit vršek BigTC a místo kusu drátu udělat nějakou pěknou vybíjecí elektrodu.
K tomu účelu mě napadlo použít zapalovací svíčku z auta, jak už jsem to kdysi viděl na nějakém zahraničním
webu. Svíčku jsem očistil, obrousil na brusce všechny ostré hrany a vyleštil kovový povrch. Svíčku
jsem zašrouboval do kolečka z plexiskla, které jsem vlepil dovnitř PVC trubky sekundáru. Tělo svíčky
je propojeno zevnitř krátkým kablíkem s koncem sekundáru. Na vršku svíčky je šroub M4, na něm kousek
trubičky s vnitřním závitem a do ní pak můžu šroubovat různé typy hrotů. Když se hrot opálí, tak ho
jednoduše můžu vyšroubovat a přebrousit nebo nahradit jiným. Z plechu sem si vystřihnul hvězdici
se zahnutými rohy jako iontový motorek a posadil na hrot. Během chvilky se to roztočí na docela vysoké
otáčky, že mám strach, aby to z malého důlku nevyskočilo a neulítlo. Nový vršek má také větší nosnost
a lze na něj snadno usadit toroid.
Nedávno jsem náhodou na procházce našel malý plastový toroid, zřejmě
lodní nárazník. Zabalil jsem ho pečlivě do alobalu a posadil na vrch tesláku. Dříve používaný toroid
z polystyrénového věnce se moc neosvědčil, protože se při zahřátí VF proudy začal bortit. Tento je z
tuhého plastu, takže by mohl už něco vydržet. Rezonanční frekvence spadla asi o 50 kHz. Výboje
se nijak významně neprodloužily, zato zmohutněly a při dotyku rukou to víc kope. IGBT tranzistorům
se to moc nelíbí, zahřívají se znatelně více, takže to rozhodně není na dlouhodobější provoz.
20.8.2012 Na letošním Teslathonu 2012
se mi stala malá nehoda - asi po minutě sršení na plný výkon se najednou z elektroniky začal valit dým.
Po vyfouknutí obláčku jsem zjistil, že se line z vazebního / blokovacího kondenzátoru polomostu Tesla
TC207 1 µF / 400 V.
Jelikož byl ale primár oddělen ještě rezonančním kondenzátorem, tak polomost nebyl v ohrožení. Kondenzátory
TC207 zrovna nejsou moc vhodné na VF a velké AC proudy a tak jsem je nahradil výkonnějšími 5 µF / 400 V.
Také jsem předělal rezonanční kondenzátor, který jsem kdysi narychlo spájel ze všeho možného. Na kousku
plexisklové destičky jsem postavil MMC převážně z polypropylenových impulsních svitků Tesla
TC344 skládající se
ze z 9 paralelních větví po 3 kondenzátorech min. na 1600 VDC (tj. celkem 4800 VDC). Zkoušel
jsem si trochu pohrát s kapacitou a jako optimální hodnotu jsem zvolil 11,64 nF (což byla v podstatě
původní hodnota). Při provozu se kondíky nijak nehřejou.
Později, když jsem blbnul s toroidem, se mi povedlo nešťastnou náhodou
spínačem přemostit tyristorovou regulaci a tím jsem odprásknul pár IGBT FGH50N6S2D,
budiž jim lehká zem, sloužily dlouho a dobře. Jako náhradu jsem osadil ze šuplíkových zásob poslední pár
IGBT FGH60N6S2
bez vnitřní diody. Externí diody jsem nahradil rychlejšími VS-30ETH06FP
od Vishay (600 V / 30 A / 30 ns) a schottky diody, které byly v sérii kvůli původně osazeným
MOSFETům jsem přemostil drátem, neboť u IGBT už nejsou třeba. Zde je aktualizované schéma výkonové části:
5.9.2015 Jeden z kamarádů (spolužák z ČVUT FEL),
který už dospěl do stádia game over,
mě požádal, jestli bych svatební mejdan neokořenil trochou toho ozónu a elektrických výbojů. Jelikož se
jednalo o vybranou společnost nezřídka různě vyšinutých jedinců, tak jsem pozvání nemohl odmítnout. Napřed
jsem ale musel trochu potrápit mozek, abych vůbec z šifrovací hry zjistil, kde a kdy se svatba koná
(přesné místo ještě ten den nikdo z hostů neznal). Naštěstí byly k dispozici i nápovědy a tak jsem do
želivského kláštera dorazil včas i s teslákem (zářivky
už byly naštěstí zajištěny, protože jsem zrovna na potvoru předtím nemohl žádné vyhozené nikde najít).
Po obřadu a večerní párty, když už byla řádná tma, jsem zateslil. Když se lidi vyblbli se zářivkama a
někteří odvážnější si i rukou pohladili výboje, tak jsem ještě pustil iontový motor a
audiomodulaci. Většina něco takového viděla na živo poprvé a tak nebyla nuda.
Druhý den jsem nemohl vynechat prohlídku klášterního minipivovaru,
který celou akci zásobil sudy s dobrým pivem.
24.11.2016 Zde bych se ještě znovu vrátil k
tématu izolačních podložek pod tranzistory. V případě běžně používaných pouzder TO-247, je kovová kontaktní
plocha pouze asi 2 cm2 (u TO-220 jen 1 cm2),
takže nízký tepelný odpor mezi pouzdrem a chladičem je velice důležitý. Nejlepší by bylo izolační podložky
vůbec nepoužívat, ale mít na chladiči třeba 320 Vpp tvrdého VF napětí (v případě low-side tranzistoru)
je zas poněkud nepraktické. Izolační podložky se vyrábí z celé řady materiálů velmi různých tepelných
vodivostí. Zejména u silikonů je velký rozptyl podle použitého plniva. Některé keramiky jsou srovnatelné
s kovy, ale jejich cena tomu také odpovídá, za málo peněz bývá málo muziky. Podívejme se na přehled
tepelných vodivostí nejčastěji používaných materiálů (pro srovnání jsem tam ještě doplnil i měď a hliník):
| materiál |
měrná tepelná vodivost [W/m*K] |
| silikony |
0,9 - 5 |
| kapton (polyimid) |
0,45 |
| slída (mica) |
0,53 |
| Keratherm |
2,5 - 6 |
| Al2O3 keramika |
25 |
| AlN keramika |
160 |
| Be-keramika |
250 |
| Al |
230 |
| Cu |
370 |
Na výsledný tepelný odpor má samozřejmě velký vliv i tloušťka podložky.
Materiály s dobrými mechanickými vlastnostmi a vysokou elektrickou pevností, jako např. kapton nebo
slída, mohou být velmi tenké, typ. 0,05 mm. Naopak keramiky jsou křehké a používají se běžně
tloušťky 0,5 - 3 mm. U silikonů bývá tloušťka 0,2 - 0,5 mm a tepelný odpor navíc závisí
na přítlačné síle. Vyjma měkkých silikonů je vždy vhodné použít na kontaktní plochy přiměřené množství
teplovodivé pasty pro vyplnění drobných povrchových nerovností místo vzduchu, který má tepelnou
vodivost o několik řádů menší.
Lákalo mě vyzkoušet keramické Al2O3
podložky pro TO-247, které lze ještě koupit za přijatelnou cenu. Objednal jsem tedy na
Aliexpressu
20 kousků tloušťky 1 mm (tloušťka 0,5 mm se moc nedoporučuje, protože prý snadno praská) za
9,60 $. S touto podložkou bych měl dosáhnout Rth 0,19 K/W. Když podložky dorazily, zklamala mě
kapánek kvalita, resp. přesnost jejich provedení. I pouhým okem je vidět, že každá podložka má trochu
jiné rozměry. Digitální šuplerou jsem naměřil rozpětí tlouštěk 0,90 - 1,03 mm. To by tak nevadilo,
ale všiml jsem si i drobných nerovností povrchu. Jedna podložka měla viditelně ohnutý rožek, takže pod
ní vznikla škvírka - tu jsem rovnou vyhodil (mechanicky je velmi pevná, v ruce jsem ji nezlomil, až ohybem
o šroubovák :). Takže je třeba vybrat ty rovnější.
Abych se přesvědčil o reálných vlastnostech izolačních podložek, provedl
jsem jednoduché srovnávací měření kaptonové, keramické a silikonové izolační podložky. Jako topný tranzistor
jsem použil běžný MOSFET IRFP460
přišroubovaný na veliký chladič ČKD 342/140 mm stabilizovaný 1,2Ω odporem v source, kde jsem
vytápěl výkonem 45 W po dobu 3 minuty pro každé měření, mezi nimiž jsem nechal chladič dostatečně
vychladnout. Vzhledem k jeho veliké tepelné kapacitě se povrchová teplota citelně nezměnila. Ihned po
odpojení od zdroje jsem multimetrem logoval úbytek napětí na přechodu vnitřní body diody, který je úměrný
teplotě, jenž exponenciálně klesá (použil jsem hrubý přepočet s konstantou -2,2 mV/K a odečetl úbytek
změřený před topením při pokojové teplotě). Čím je tepelný odpor větší, tím vyšší teploty tranzistor
dosáhne a déle trvá, než se po vypnutí teplo odvede. Nakonec jsem pro porovnání změřil i tranzistor
bez podložky.
I pouhým dotykem prstu na povrch pouzdra tranzistoru jsem hned poznal,
že teplota při použití silikonové podložky je výrazně vyšší, neboť jsem prst neudržel ani pár vteřin,
zatím co s kaptonovou a keramickou podložkou byl jen teplý. Zkusil jsem spočítat tepelný odpor
izolačních podložek (u nich jsem už odečetl odpor samotného tranzistoru) a porovnat s výpočtem dle
své kalkulačky. U keramiky výsledek docela sedí, u kaptonu mi
vyšlo méně a u silikonu neznám přesný materiál, tak jsem počítal ten horší (Fischer WK 247 s 0,92 W/m*K).
Každopádně je vidět, že keramická podložka přinese znatelné zlepšení za pár korun navíc, což se
v extrémních aplikacích, jako je SSTC, rozhodně vyplatí.
| materiál |
tloušťka [mm] |
Rthmeas [K/W] |
Rthcalc [K/W] |
| kapton |
0,05 |
0,29 |
0,52 |
| Al2O3 |
1,00 |
0,20 |
0,19 |
| silikon |
0,25 |
1,20 |
1,28 |
| bez podložky |
0 |
0,25 |
- |
1.12.2016 Na loňském
Teslathonu 2015 se mi zas povedlo odprásknout IGBT polomost. Nejprve se
šlehnul transil na silovém napájení a když jsem ho vyštípnul, tak následně po chvíli blbnutí odešly i oba IGBT
FGH50N6S2.
Jeden byl klasicky proražený a druhý byl přerušený. Navíc se prorazila i zpětná dioda
VS-30ETH06FP u horního IGBT.
Jelikož se z nějakého nepochopitelného důvodu tyto skvělé IGBT přestaly vyrábět, prošel
jsem znovu současné portfolio Fairchildu, který byl koupen
ON Semiconductor a vybral moderní IGBT FGH40T65SHDF.
Ten má sice menší úbytek UCES, ale také menší maximální proud
ICM, menší ztrátový výkon Pd
a větší tepelný odpor Rth. Náboj hradla Qg
a spínací časy jsou srovnatelné. Zajímavostí je kladný tepelný koeficient, díky kterému je možné
tyto IGBT jednoduše spojovat paralelně. Pod tranzistory jsem použil nové keramické podložky testované
výše. Od transilu jsem se vrátil zpět k varistoru (dva MOV-20D391K
paralelně) na hlavním napájení.
 |
 |
 |
| Uge @Vcc=0V |
Uge @Vcc=320V |
Uge @Vcc=80V + TC |
